自激式湿式除尘器原理，自激式多谐振荡器工作原理

免责声明：本文是本人业余时间思考的结果，如有错误欢迎指出。而且，任何未经注明原作者的转载，都没有小JJ。介绍一下背景：ZVS双管自激电路（下面除非特别说明，所有ZVS都是指这个电路而不是零电压开关），基本上都是处理高电压和电路的论坛，是每个同学都做过或者至少做过的电路听说。如下所示：

还有隔壁科技论坛的yanli12321发明的双电感无抽头变压器版本。这里不会发布照片。空中地址是之前的链接。初二的时候，我也尝试过在ZVS中加入稳压电路，比如磁滞比较器方式和间歇使能伪闭环（具有空载输出过压保护功能的ZVS电路，第一个伪闭环）环形）。 ZVS想法），该设计是在没有理论证明的情况下进行的，其效果没有得到很详细的解释，许多现象仍然无法解释，并且一些蜂蜜失效的原因尚未确定，不能排除。当年的教程也很糟糕……不过，ZVS给论坛上的所有人，包括沃同学留下了非常美好的回忆。以下是我高二：时ZVS的发展史

虽然这个电路已经被创造了无数次，但它的工作原理却没有被详细解释过，只有科技论坛上的这篇文章对其进行了分析，并没有详细的定量分析。这就是本文的主题！首次对ZVS 的工作原理进行定量分析，为元件选择和工作点设置提供指导。而且，分析和仿真结果得出了令人震惊的结论：ZVS中的两个MOS具有一定的公共时间，而这个公共时间对于正常工作很重要。为什么？然后继续阅读。在阅读了以色列内盖夫本古里安大学Daniel Edley 撰写的IEEE Transactions on Capacitive Loaded Push-Pull Parallel Resonant Converters（会议版和期刊版）后，Wo 结合仿真分析了zvs. 方法。本文介绍的方法仅适用于带有全波/全桥整流器和滤波负载的ZVS，不适用于阻性或弱感性负载（如感应加热、未经整流和滤波的高压电弧）。请注意，它不适合。请注意，承载整流电容性负载和电阻性负载时，ZVS 特性是不同的。我将在另一篇文章中完成它，但在这篇文章中我将只分析整流器和滤波器负载的ZVS。继续Edry的演讲：Edry的文章介绍了一种由可变频率和固定占空比电流源驱动的并联谐振转换器（电流馈电并联谐振转换器），如下所示。

如果只看功率级部分，完全符合ZVS！ Wo 的大部分分析方法都利用了Edry 的想法。 Wo对其进行了稍微改进，以便分析中的所有量都是实际可测量的物理量。 Edry模型中的某些量实际上没有对应的物理量。虽然这是事实，但是对于测量实践来说却非常不方便……下面是我们分析的ZVS电路。

分析时，我们首先关注功率级，或者只关注功率级。为了分析功率级的特性，首先去掉自激部分并使用外部固定频率驱动它。第一个是解决变压器抽头问题（匝数比1:1:n）。变压器的初级侧是抽头电感器。同一磁芯上同方向绕制的两个线圈的总电感为两倍电感，即两倍电感之和。两个初级漏感Lp1 和Lp2 影响下图中引脚1-2 和引脚2-3 处的电感器之间的耦合。您不必担心具体金额。这样，在测量引脚1至引脚3的电感时，考虑到了两个初级受到影响，但实际上，只需测量引脚1和引脚3之间的电感即可确定谐振电感，即可确定Lr。因此，初级部分可视为理想变压器，Lr为1:1，其余部分可视为理想变压器，匝数比为2:n。 Ls为次级漏感，对实际电路工作有一定影响，稍后分析。下图为变压器和谐振电感的拆解。

划分后的等效电路如下。请注意，I1 和I3 分别对应于实际变压器引脚1 和3 电流，Iin 是ZVS 输入电流和变压器抽头电流。 ILr、ILr1和ILr2是实际上无法测量的电流，但具有物理意义。

您现在可以开始正式的稳态分析。该电路一共有8个状态，由于是成对的，可以简化为4个状态（Q1和Q2导通时有4个状态）。整流器负载（看不清的附高清图）：

假设进入状态1之前Q1和Q2同时导通。什么？搞过电源的朋友都知道，半桥和推挽一般最怕两个MOS管同时导通，但是为什么这里可以呢？如果您考虑一下，我们在输入端有一个大电感，并且在开关频率内每个周期输入电流近似恒定，因此Vin 和输入电感相当于电流源。电流源最怕的是开路，因为电流无处可去，电流源试图找到一个地方来增加电压并保持电流流动。如果两个管子同时闭合，电流无路可走。Vds 迅速上升并发生爆炸。因此，在这种电流源输入电源中，两个MOS管的时间必须是公共的，并且两个管不能同时关断。所以我认为Edry的文章驱动电路有问题，它使用变压器产生两个相反方向的方波，因此它没有足够的转换时间。状态1：Q1截止，Q2导通，导致电容和电感谐振，但此时Q2中的电流几乎等于输入电流，电感和电容中的电流也相等。在状态1开始之前的瞬间，Q1/D1中的电流为Iin/2-ILr，Q2中的电流为Iin/2+ILr。状态1时，由于LrCr的谐振，Cr的电压VCr继续上升，当VCr达到输出变压器初级反射电压(Vo*4/n/n)时，状态1结束，进入状态2。

如果我们将Lr和自耦变压器视为三端电路，我们可以看到ILr1+Iin=ILr2。 1:1 自耦变压器“将输入电流一分为二”。一个端子连接到Iin/2 并吸收电流，另一端子吸取相同量的电流，因此我们知道它相当于Iin/2 的电流源。状态1 的简化等效电路为：电流源的大小是输入电流的一半。

状态2：状态2开始后，变压器的初级侧开始接管电流，Cr不再承载任何电流，并且VCr被钳位在反射电压的水平。在此期间，输入电流和电感电流ILr共同为负载供电，次级整流二极管导通以接收来自初级的能量。 Ipri=ILr1=Iin/2-ILr。 Ipri 是下图中红色箭头所示的初级电流。最初，电感器和输入电流一起为负载供电，并且电感器电流ILr 开始减小，但一旦ILr 过零，输入电流就会为负载供电并对Lr 充电。 ILr 和初级电流Ipri 继续减小。 （事实上，ILr 沿相反方向增加！）次级整流器关闭并进入状态3，直到Ipri 过零。

上图是状态2的电路图。这是简化的电路：

状态3：状态3开始后，Cr再次接管ILr1（=ILr-Iin/2），此时Cr与Lr谐振，VCr开始正弦下降，ILr1逐渐变为正值，将处于电平。离开。此状态下Q2 中的电流等于输入电流。如果VCr 等于0，则退出状态3。

状态3 的简化图与状态1 相同，只是初始状态不同。

状态4：当VCr达到0V时，电感电流仍然为正（从图的上到下），电流打开一条新路径寻找出口。此时，D1 导通。那么D1 中的电流为Iin/2-ILr，Q2 中的电流为Iin/2+ILr。在状态4 中，VCr 始终钳位在0V 附近，从而创建ZVS 条件（当Q2 导通时，Vds1=VCr）。 Q1可以随时开启。导通后，大部分电流在Q1的苔槽中。通道的一小部分流过体二极管D1 并保持在状态4，直到Q2 关闭，然后进入状态1 中Q1 的镜像版本。善有善报恶有恶报。在Q1启动之前，Lr和Lin中的电流基本不变。

根据这四种状态的边界条件，我们可以确定状态1到状态3的时间和功率电平转换比（M=Vo/Vin，无损耗的理想情况）。

t1、t2和t3分别对应于状态1、2和3所花费的时间，并且状态4所花费的时间可以根据开关频率而改变。 M是输出电压与输入电压的比值，Wr是引脚的谐振频率，Zr是特性阻抗，A1、A2和A1/A2是定义的数字。先前的分析没有考虑变压器次级的漏感。该漏感会在状态2 中产生VCr 尖峰。原因是Cr与次级漏感谐振。该共振的初始条件与上述相同。条件2。初始条件相同。最后，我们可以得到漏感引起的过电压峰值的计算公式。 Lleak_sec 是在次级侧测得的漏感，是所有初级都短路时读取的电感值。

好了，我们对ZVS 功率级的介绍就到此结束了。 Wo采用与Edry类似的技术进行了分析，得到的结果基本一致，差异主要是系数和量纲不匹配，不影响精度。 ZVS分析！正文开始！其实前面的部分只能算是背景知识，但是有了这些知识之后理解ZVS就会容易很多。再看ZVS的自激电路部分，当一侧MOS管的Vds谐振并开始下降时，二极管和上拉电阻逐渐导通另一侧MOS管。电压谐振到一个比较低的水平，原本导通的MOS通过另一个二极管逐渐关断这一侧的MOS。由于Vds下降比较慢，MOS管栅极电阻比较大，加上米勒平台效应，两管需要一定的时间才能完成正常换相。总体而言，我们认为t4（Q1Q2全部导通的时间）非常短。即状态1、状态2、状态3所占用的时间之和对应于频率的一半（因为每个状态在一个完整的周期内出现两次），所以我们可以写出下面第一个方程：fs可解通过结合两个方程。

不幸的是，经过各种尝试，我一直无法得到一个人可以理解的分析. fs 的公式非常复杂，即使使用某些假设进行近似.所以. Nest 提出了。图表！那是对的！在计算机普及之前，许多难以计算的函数都是通过图表找到的。因此，在稍微简化了上面的方程之后，我在Matlab中对其进行了数值求解并创建了两个图（可以在MATLAB中打开的图以及创建图的m文件位于附件中（/upload/community/2019/02 /)05/1549347133-91782.zip)

使用方法如下： 1. 首先计算三个量：自然谐振角频率、特性阻抗和归一化负载电阻。 Lr 是谐振电感（在未抽头的初级变压器上测量的电感），Cr 是谐振电容，n 是匝数比，变压器配置为1:1:n。

2. 通过Rn 从两幅图中求出归一化开关角频率（Wnom，左）和归一化转换比（Mnom=M*n，右） 3. 计算开关频率fs，使用以下公式输出电压Vo。

此时，您可以很容易地找到具有整流和滤波输出的ZVS在一定负载下的开关频率和输出电压。上述方法假设设备是理想的，即没有损耗，因此结果与实际情况略有不同。现在计算机很普及，参考Wofa的m文件就可以直接对给定的Ro进行数值计算。上面的附件中还提供了Multisim 和Simplis 仿真文件。上述方法经过仿真验证，具有非常高的精度。

左侧显示开关频率与负载之间的关系，右侧显示升压比与负载之间的关系。图表结果是黄线，电路仿真结果是蓝线，里面的HeavyLoad Model是Wo计算的一种分析类型，只适合重负载条件下的分析。我不会发布它，因为公式太复杂。下图显示了不同负载下状态1、2和3在总开关周期中的百分比。

在任何负载条件下，状态3的时间为pi/wr/2并且不变。轻负载时，状态1和状态3主导开关周期，但空载时，状态2不存在，Vds变为正弦波。当负载相对较重时，状态1和3所占用的时间迅速减少，但状态2现在主导开关周期，Vds接近梯形或矩形。并且，变压器的次级电流波形是三角波且不连续（上面的等效初级电流Ipri也是这个波形），与整流桥之后的滤波电容之前的电流波形基本相同。临界模式反激式转换器的次级电流。如果将此电源电路切换为定频驱动，则其工作频率必须低于LrCr谐振频率，并且两个驱动脉冲必须具有一定的共性。 Q1Q2 必须在状态4 下完成换相。如果在任何其他情况下换相，都会导致软开关失效。采用定频驱动，转换器的次级电流在一定负载范围内与DCM反激式相匹配，并且输出负载特性也与恒定电源下的DCM反激式相匹配。实际设计注意事项1、变压器设计变压器设计必须保证激磁电感不饱和（只有激磁电感的磁路在磁性材料内部；漏感的磁路在磁性材料内部）。由于是空气，漏感不会饱和。 ）可按下式计算：

Ae是磁芯的截面积（平方米），Bsat是磁芯的饱和磁通密度（特斯拉），根据磁芯材料的不同而不同，但一般在0.1~0.25T之间。使用ZVS，启动瞬间就会出现超调，核心压力会是正常压力的2倍，所以不建议干死。 ILr_pk 是在最小负载电阻值下计算出的最大可能峰值电感电流。计算出的匝数是初级绕组的最小匝数，但它是两个初级绕组的总匝数，因此实际上选择大于n的偶数并抽头中心。最后打开中间一排磁芯，调整到合适的电感。由于高频交流电流流经变压器的初级侧，因此必须考虑集肤效应。为了减少漏感，我们建议在初级侧和次级侧采用三明治绕组。 2. 输入电感的选择输入电感必须至少比Lr 大3 至4 倍。电流是脉动恒定的直流电，但交流电成分很小，因此单根粗导线就足够了。紧紧包裹住它，用巨大的力量执行神秘的任务。同样，我们需要保证磁芯在大的直流电流下不饱和，所以建议使用铁粉芯磁环或者铁铝硅来制作这种电感。 3、如果选择MOS管，MOS管的耐压至少要为pi倍Vin（理论上空载最高Vds）。这已在其他地方得到证明。同时要考虑漏感引起的冲击，并留有相应的余量。漏感引起的过电压与负载大小呈正相关，如果漏感已知，则可以利用上面介绍的方法准确估算出MOS的最大击穿电压。如果不确定，最好选择75N75（75V）、IRF540（100V）、甚至IRFP250（200V）的MOS管，留有输入电压5倍左右的余量（12V输入等）。 MOS管的峰值电流等于输入电流，其有效值为输入电流除以2的平方根。 MOS.重负载情况下，电容中的电流比轻负载时稍小。部分电流被负载分流，因此有所减少，但在状态1和状态3下峰值电流值仍然很高。该电容器的要求是ESR具有较低的内阻。电磁炉电容仍是首选。事实上，我们正在考虑使用内阻较低的贴片陶瓷电容。这可能有效，但可能很昂贵。比.高。 5、特性阻抗的影响当Cr增大或Lr减小时，特性阻抗变小，在相同的负载和相同的谐振频率下，配置低阻抗LrCr的ZVS可以输出更大的功率。 6. 最小负载电阻是多少？细心的学生发现归一化转换系数Mnom 在1 到pi/2 之间。 pi/2 对应于无负载，1 对应于临界负载和非常重的负载。当然，实际中会出现各种损耗，因此实际的减振增益会略小于1。在极端过载情况下，过载频率仅由状态2决定，假设状态2的时间比状态1和3长得多。此时导出fs=wr*Rn。然后，通过引入Mnom=Mritic=M/n，最终得到临界Rn=(1-a*a)/4/a，我们就可以计算出该ZVS的最小负载电阻值。 Mritic 的值约为0.95 至0.97，主要用于估计损失。当然，这种方法只能粗略估计振动何时停止。不要尝试在该阻抗附近运行ZV。如果我们不小心的话，就会爆发骚乱。 7. 建议的负载点是多少？随着负载（Po）增加，变压器的磁化电流（ILr）也增加，最终变压器饱和。计算在这个匝数、稍小的励磁电流（ILr）下，粘土变压器在这个电感下的饱和电流，以及相应的负载电阻，即负载电阻。 8. 对于双电感无抽头ZVS，假设变压器初级Lr 分配给两个非耦合电感，并且输入电感要大得多。

使用Delta 到Y 转换，我们可以看到，如果输入电感足够大（通常是这种情况），双电感的未抽头ZVS 和yanli12321 的抽头单电感ZVS 大致相同。这次，我们重新创建了ZVS 特性图，添加了一条曲线来估计励磁电流的峰值（包括谐振峰值电流），将三条曲线合并为一条，并将横轴设置为指数函数。

请注意，图中黄线所示的归一化峰值谐振电流已按比例缩放和移动。从图中读取Rn 后，必须首先对读取的数字执行+1，然后将该整数乘以Pi。结果是：实际的ILr_pk_nom。峰值谐振电感电流计算公式为ILr_pk=ILr_pk_nom*Vin/Zr。下面是一个示例，展示如何使用此图来设计ZVS 自激电路。您必须指定输入电压Vin、最大负载时的输出电压Vo、最大负载时的负载等效电阻Ro 以及自然谐振频率fr（也是ZVS 的空载开关频率）。由于转换器是无损设计，因此负载电阻Ro可以小于实际电阻值。首先，选择ZVS 工作点。 ZVS 工作点在此定义为Rn 的大小。 Rn 还决定开关频率、输出电压和峰值谐振电流（与变压器中的磁通量成正比）。通常，Rn的值设置为归一化谐振频率wnom=0.6时的值，但当然也可以使0.6稍大或稍小。一旦Rn确定，Mnom和ILr_nom的值就由图中确定。然后使用公式计算所有结果。

较大的负载需要较小的Zr，但是较小的Zr会导致较大的无功电流（Vin*pi/Zr，谐振电容器空载时的电流）。较高的fr 需要较小的谐振电感和电容，但Lr 足够小，需要变压器进行更多呼吸，并可能增加漏感。结束如果您有任何错误、疑问或补充，请在下面指出并在这里更新您的实验结果。

今天按照一楼设计方法实验的结果，最终的值为Rn=0.5649，所以Wnom=0.7999，Mnom=1.261，ILr_nom=3.9276。输入电压Vin=12，最大负载时Vo为200V，此时等效负载电阻Ro为320，最大功率为125W，谐振频率选择为60Khz，因此125W负载时的开关频率约为48Khz。

最终设计结果为：匝数比n=13.2170，特性阻抗Zr=3.2427，Lr=8.6016uH，Cr=0.8180uF，满载时估计峰值谐振电流（励磁电流）为9.3483A，空载时将为9.3483A。谐振电流为11.6257A，输入电流大于10.4167A，变压器绕组有效电流大于7.3668A。实验根据组件可用性选择实验中使用的设备。初级电流密度选择为6A/mm2，初级侧为6+6（n=Ipk*L/Ae/Bmax，Ae=76mm2，Bmax=0.3，Bsat=0.42，TDK ETD29磁芯）厚度0.2mm，已建成。副面采用皮革、9mm宽铜材和0.33mm漆包线绕80圈。铁芯支架张开约1.6mm以满足初级励磁电感值Lr。下图是变压器刚刚开始绕线，可以看到握住初级侧并弯曲即可将其拉出。

输入电感直接连接到相邻并网逆变器的90uH电感，并且是用漆包线缠绕在平板变压器磁芯上的透气电感，这样大的呼吸很难饱和。开关管我用的是75NF75，谐振电容是八个0.1uF 50V 0805瓷片电容并联。100k电桥的实际内阻是0.78uF 11mohm，应该足够承受了。变压器次级侧连接由四颗HER107和450V150uF电容组成的整流桥进行滤波。快来看看巢穴灵魂搭建帐篷吧！

通电后测量输入电流为0.4A，但同时开关管和谐振电容有点热，这是谐振电流的问题。

上图是空载时的ZVS波形，红色和黄色是2个月的D-S电压波形，紫色是黄色MOS的G-S驱动波形，绿色是谐振电容的电流，谐振电流终止。这是理论预测Vin * 比较接近pi/Zr。

上图是320负载的波形，红色和黄色是2MOS D-S电压波形，紫色是黄色MOS G-S驱动波形，绿色是变压器初级绕组电流，上面分析中的ILr1+Ipri或ILr2+Ipri。此时的波形与理论预测不同的原因是由于漏感和Cr的谐振造成的，这种谐振在第二状态下会产生比较高的电压，所以对所选MOS的耐压有要求。 2处有谐振，波形平均值等于理论值。负载时输出直流高压为189.7V，与理论预测的200V足够接近，但理论计算没有考虑各种损耗，所以实际电压自然会低一些。空载开关频率为62.9KHz（理论值60KHz），负载频率为44.5KHz（理论值48KHz），两者都足够接近理论值，因此上述分析没有问题。

立夏的感受如下。

这就是重点！敲碗！

对于ZVS（n和Zr确定）来说，在负载电阻Rl（归一化后的Rn）下，开关频率-Rn-转换比组合是唯一的，对应于ZVS的“工作点”。

在ZVS 电路中，状态4 的时间很短，因此认为Cr-Lr 产生的大谐振电流完全限制在谐振腔内，但实际上状态4 仍然略有存在，因此，有一个小的谐振量仍然会通过MOS管并产生损耗。

在ZVS电路中，匝数比n和特性阻抗Zr，特别是Zr，起着非常重要的作用。如果希望负载输出电压变化较小，通常需要较小的Zr。 Zr越小，输出功率越高，负载电压变化越小，开关频率变化越小，但同时无功谐振电流(Vin*pi/Zr)增大。然而，尽管这部分电流没有耗散，并且其幅度与满载输入电流相当，但电容器和电感器的等效串联内阻仍然会出现显着损耗。在输入电压下，ZVS的输出功率基本上由Zr决定和限制。当输入12V时，最大实际功率被认为约为120W。

ZVS自激电路可以实现ZVS，但代价是开关管电压应力和非常大的无功谐振电流，这些电流不值得增益。从实验结果来看，ZVS自激电路相比其激励的PWM硬开关推挽并没有优势。

综上所述，ZVS电路能够以相对简单的方式获得一定的功率输出，仍然是不错的电路，但在更高功率级别的情况下ZVS显然不适用。