llc谐振电路特点，llc谐振电路原理与设计

即使读了一些网上的大师文章和Fairchild的权威LLC计算，仍然有很多东西我不明白。在这里，我想通过这些文章来亲自解释一下，以加深您对LLC的了解。我想了很多。学**LLC可能一开始跟我有同样的感受。

我还给L6563+L6599做了一个200W的电源，既然调试完成了，就用实测波形来说明一下。

初学者欢迎讨论，但专家却抱怨。成为第一个知道为何使用有限责任公司的人。在普通拓扑中，开关管不能瞬时开通和关断。这具有所谓的导通损耗。和关断损耗。看看下面的照片。看起来应该更清楚。

图1

图2

从下面的波形图中你能看出什么吗？我刚开始看的时候觉得有点难看，所以就一直看。

第一个波形是谐振波形

第二个波形是MOS管电流波形。

第三个是MOS管DS波形。

看MOS管的DS波形和MOS管电流波形可以看出，当MOS管导通时，MOS管的电流仍然在负半轴，MOS管的电压低于MOS管的电压，可以看到正在进步。因此，谐振网络必须是感性的。

图3

上述两个谐振频率可以如下理解。当施加负载时，LP 两端的电压被钳位，谐振频率为

空载时（当然后面的死区区间也是如此），LP两端的电压没有被钳位，所以此时的谐振频率为

接下来我们将讨论谐振网络的工作过程。如果谐振网络是感性的，则开关频率必须大于谐振频率，因此存在三种可能：fs=fr、fsfr、fr2。

下面两张图都是fs=fr的情况。第一张照片比较清晰，但是没有标注时间点和死区时间。第二张照片有点模糊。分析应该基于第二张照片。 （设置励磁电感电流从上到下为正，从下到上为负）

图4

图5

从图中可以看出，t0时刻Q2仍然导通。从图中可以看出，谐振电流仍然大于励磁电流。谐振电流继续对励磁电流充电，并且励磁电流被充电。线性增加（励磁电流从上到下为正，从下到上为负）

那么，此时副边哪个二极管导通呢？我想刚开始接触LLC的朋友会有点困惑，但这就是我的想法（如果Q1导通，Q2截止），此时，励磁电感必须导通（正、负），但此时Q1截止，Q2导通。根据法拉第定律，顶部和底部的励磁电感应为正。从相位来看，显然此时D2应该导通。图中的箭头表示谐振电流的流动方向。

图6

在t1时刻，谐振电流=励磁电流。此时，励磁电感中的电流没有变化，因此次级侧没有感应电流流过。此时，谐振电流对COSS2充电，对COSS1放电（此时，谐振电流对COSS2充电，对COSS1放电）。 COSS1 充满电后，体二极管导通。然后可以通过开启Q1 来实现ZVS（此处忽略体二极管压降）。

图7

下图是FS=fr

黄色是半桥中点的电压波形。

紫色为下管驱动波形

蓝色为谐振电流波形

从波形中可以看到，在黄灯亮之前，紫色波形在负半轴上。如上所述，励磁电流从上到下为正，从下到上为负，因此励磁电流的方向在负半轴上。上管导通前的谐振电流应为S-D

图8

Q1导通后，励磁电感的极性为上正下负，可见此时D1正在导通次级。

当Q1首次导通时，谐振电流在负半轴上开始减小，但此时谐振电流的方向仍为S-D（见图1）

在时间T2，谐振电流的方向开始从S-D变为D-S。参见图2。

图9

图10

在t2 和t3 之间，谐振电流对正向激励电流充电。 Q1 在T3 处关闭。由于FR=FS的关系，谐振电流减小直至等于励磁电流。之后就没有任何变化了。磁化电感中的电流和次级中的电流没有感应电流，这就是所谓的死区时间（参见周期t3-t4），但谐振电流的方向仍然是从D-S向前（即容易理解的图5 请参考图1。

在死区时间内，谐振电流对coss1 和coss2 充电。由于谐振电流的方向，coss2 很快充满电，并且Q2 的体二极管导通。此时，Q2导通(t4)。时刻，见图2

图11

图12

Q2导通后，t4~t5之间谐振电流和励磁电流正方向减小，但此时电流方向仍为正，因此根据次级感应方向，D2有可能导通。目前，很明显是有的。见图1

在t5时刻，谐振电流正方向减小到0，然后开始负方向增加，谐振电流开始对励磁电流充电，励磁电流线性增加（负方向）。 t5-t6时的谐振电流为负。参见图2。 （想知道图2中次级侧哪个二极管导通？当我第一次看它时，我认为D1此时应该导通。后来，我意识到我不知道如何确定哪个二极管导通。二极管导通时，最好的方式就是上面说的。当Q1导通时，当Q2导通时，励磁电感上负下正。这个很容易分析）

图13

图14

接下来我们来讨论一下fsfr的情况。大多数情况与fs=fr 情况类似，但也有重大区别。

主要区别在于时间t3。 fsfr 使谐振周期大于开关周期。 t3时刻Q1关断，但此时谐振电流仍大于励磁电流，且谐振电流迅速增大。充电激励电流。在谐振电流下降到磁化电流之前，仍然有电流流过次级并且磁化电感器仍然被钳位。谐振电感两端的电压为VC-NVO，电流的下降斜率为(VC-NVO)/LR。看照片

图15

现在我们来谈谈fr2

因为fr2

图16

下图使用FHA等效方法计算RAC阻抗。我不明白该表达的一部分。我将不胜感激专家的任何建议。

图17

得到谐振回路的阻抗后，就可以得到谐振电路的电压增益M。

M=输出电压/输入电压=2nVO/VIN

公式1

我不知道照片中的公式是怎么得到的，所以无法解释。

公式2

从电压增益方程来看，当w=w0且M=1时，Q与m无关，负载也无关。这就是我想要的，但很难获得。实际设计中，这个点刚刚好，所以尽量接近这个点。

现在根据上面的增益公式检查归一化曲线。下图是来自Fairchild的讲座资料，但是最后有一句话我个人觉得有问题，不知道大家是怎么理解的。

随着负载变轻，Q值降低，峰值增益频率降低。

当我们接近fp 时，峰值增益降低

此时，峰值增益应该会增加，但我不确定它是否会减少。

图18

然后将其与另一个归一化曲线图结合起来分析一些参数之间的关系。

对应不同的Q值曲线，曲线顶点右侧为ZVS区域，左侧为ZCS区域。 （我想每个人都明白这一点。这就是谐振网络是感性网络还是电容性网络之间的区别，并且与频率直接相关。）

图19

查看公式1 中的增益公式M。这与fn、m、Q有关（fn=w/wo）。

现在通常处于稳态fn=1，然后我们希望M=1。在这种情况下，唯一的变量是m 和Q。这时候我们就可以考察m和Q之间的关系了。下图显示了m和Q之间的关系。图中的k就是这里的m。

图20

图21

图22

从图中可以看出，m的值越小，Q值就越陡。如果获得相同的增益（例如增益从1.2变化到1.1时，增益仅变化0.1），则Q值变得更陡。频率变化越小，Q值就越好，这也是大家设计电路时所追求的，而且理论上m值越小越好。

但大家都知道m=LP/Lr。 m的值越小，LP越小。 LP越小，电感电流越大，对开关管导通损耗影响较大，进而影响开关管效率。电源。因此，这里K值的选择非常重要。必须在这两个价值观之间做出妥协。一般大家的经验都在3到7之间。

顺便说一句，当我向我的师傅询问这件事时，他说一般来说，只要满足增益，Q值越大越好。这样的话，m越大，理论上效率就越高。更高（注意这里的前提是满足增益）

下面我就引用一下大师的解释。

图23

相信很多人第一次读的时候都不太理解这一段，但至少我第一次读的时候，有一种很困惑的印象。）我们如何理解这条Q值曲线？如果输入和输出电压固定，变压器变比固定，则根据上式可求出所需的固定谐振回路，即可得到。增益M)很容易理解。结合公式M=2N*VO/VIN，输入电压和输出电压是固定的，所以如果它们固定，那么增益也固定。

现在看他的第二句话（对于给定的输入电压，谐振回路提供的增益必须是Mx）从这个方程中，谐振回路的增益取决于输入电压，它是不同的。条件在输入电压范围内，对于任何输入电压，谐振回路也有相应的增益MX，这里可以将其视为固定值。

第三种说法是（可以在Q值曲线上画一条直线Mx，Mx直线与Q值曲线的交点就是LLC在不同负载下的工作点。）如果是固定值，自然可以和Q值曲线画一条有很多交点的直线。为什么可以说这里的交点就是LLC在各种负载下的工作点呢？这个需要结合方程Q=WO*LR/RAC来检验。不同的负载将具有不同的RAC，因此具有不同的Q 因子。因此，不同的载荷对应的Q值曲线，必然与MX有较多的交点。

第四句（从图中我们可以看出，当负载增大时，Q值也增大，Q值曲线向左移动，Q值曲线与Mx相交的频率减小。因此，（如负载增加（可以看到LLC的工作频率降低。）这个很容易理解：随着负载增加，RAC减小，Q值增大，Q=WO*LR/RAC。曲线右侧，随着Q值增大，Q值曲线向左移动，频率增大，因为电路工作在ZVS区域。MX与Q的交点变小，结论是负载会增加，LLC的运行频率会减少，这是很重要的一点

例句5（物理上，当负载阻抗Rac减小时，为了不改变Rac处获得的分压电压，由Lr和Cr组成的串联谐振电路的阻抗也会减小。通过降低频率（由Lr和Cr组成的阻抗） Cr减小，所以当负载增大时，LLC的开关频率减小，当负载减小时，LLC的开关频率增大。））这句话对应第四句的词汇，意思是RAC减小。由于RAC和LR是串联的，此时LR的阻抗也会下降，在不改变RAC分压的情况下，输出应该会变得稳定。当LR的阻抗降低时，频率也必须根据公式ZL=2**FR*LR降低。所以结论是一样的，负载增加，频率降低

进一步参见图23，一旦电路的输入、输出、负载和变压比确定，LLC的工作频率也就确定了。

从图中可以看出，LLC的工作频点与MX有很大的关系，一旦输入、输出、负载确定，改变MX的唯一方法就是改变比率（MX=2N*VO） ）。 /车架号）

最后一点是Q值的选择。这个积分信息有不同的解释。首先我们来看看大师的讲解。我觉得很容易理解，因为用图片来解释。

图24

从增益公式可知，最大增益Mmax对应于最小输入电压。因此，确定最大增益很容易。我自己给这张图添加了注释。根据我自己的理解，Qmax就是Q的最大值。与最低工作频率对应的增益。 Value，这个说法怎么理解？4就是Qmax。看曲线4。 fmin 点位于曲线右侧且处于ZVS 状态。 1、2 和3 条曲线。他们都在研究fmin 的Q 值曲线吗？ 的左侧位于ZCS 区域，所以这里的四条曲线是重要的点。如果选择的Q值曲线大于4，LLC将起作用。 ZCS领域，这是错误的。

接下来是Fairchild的一段信息，我个人觉得非常有用，因为它告诉我在什么情况下选择哪种工作模式。

用通俗的语言解释一下这段话：（首先解释一下为什么这里用软整流这个词，对于单个二极管来说，是零电流导通，但不一定是零电流导通。）（我这里是这样理解的）零电流关断不是CCM，零电流关断是CCM，这样比较容易理解。 ) 因此，本段解释了何时使用DCM 以及何时使用CCM。这个可以根据你对反激式的理解来解释。

如果输出电压很高，目前还没有办法在输出整流器中使用肖特基二极管（肖特基二极管电压通常小于200V）。当在CCM 模式下工作时，会出现反向恢复电流问题。一般选择Diodes DCM，因为反向恢复损耗比较大，但工作在DCM模式时，工作频率必须小于谐振频率。谐振周期比工作周期短。

如果输出电压不高，可以使用肖特基二极管，反向恢复问题基本上可以忽略不计，因此可以工作在CCM模式。在CCM 模式下工作的优点是峰值电流较低（我们这里讨论的是循环电流），并且减少直通条件下的损耗有利于提高效率。当工作在CCM模式时，工作频率必须大于谐振频率，并且谐振周期必须大于工作周期。

现在开始根据我自己的例子设计参数

1、输入标称电压400V（前级带PFC）

2、输出参数64V、3A

3.断电维持时间20ms

4.PFC输出直流电容150UF

确定系统的各项指标：（由于输出电压比较高，为64V，假设效率为94%）

1、输入电源PIN=PO/=64*3/0.94=204

2、最大输入电压VINMAX=VOPFC=400V

3、最小输入电压VINMIN=VOPFC^2-2PIN*Thd/Cdl=400^2-2*204*0.02/150*10^-6=325V

（我不知道这个公式是怎么来的，我只是应用了它）

根据这个公式可以看出，最小输入电压与断电维持时间和输入电容有很大关系。）

我们仍然将最小输入电压设置为350V，但此时断电持续时间可能会比较短，我们无法增加输入电容，所以我们继续使用150UF。我们暂时忽略掉电维护时间问题。

3. 谐振Soro的最大和最小增益

我们设计的最佳条件是满载时FS=FO，正常工作时PFC电压400V为最大输入电压，增益应为最小增益。

由上式可知，若FS=FO，即W=WO，则增益M仅与m有关（m=LP/LR）。

M=m/m-1，或Mmin=6/6-1=1.1（这里m为6，前面也提到过，m取值范围为3到7）

最大增益Mmax=(vopfc/vinmin)*Mmin=400/350*1.1=1.26

4.确定匝数比

n=NP/NS=(VINMAX/2*VO+VD)*Mmin，（我不明白为什么这里需要乘以Mmin），n=400/2*64+0.7=3.108

5. 确定谐振回路的阻抗RAC。

RAC=8n^2*RO/^2=8*3.108^2*(64/3)/3.14^2=167

公式3

6.下一步是最重要的一步，选择Q值。

下图是大师计算出的耳朵Q值的公式，这里他的Q=0.95QMAX，这种情况下峰值增益不需要余量，请直接用1.26来计算。峰值增益有15% 余量，Q 值无需余量

Q=0.95QMAX=(0.95/6*1.26)*6+(1.26^2/1.26^2-1)=0.37

7. 计算谐振回路，计算Q值，计算谐振参数。

Q=WO*LR/RAC,LR=Q*RAC/WO=0.37*167/2*3.14*100*10^3=98UH

LP=m*LR=6*98=588UH

Q=1/WO*CR*RAC,CR=1/Q*WO*RAC=1/0.37*2*3.14*100*10^3*167=26NF

计算最小开关频率

FMIN=FR/1+m*(1-1/GMAX^2)=56KHZ

初级匝数的计算与反激式基本相同。

NPmin=VOR*DMAX/AE*BE*FMIN 其中，VOR=N(VO+VF) DMAX=0.5，

NPmin=3.108*(64+0.7)/2*56*10^3*161*10^-6*0.3=37.15

NP=N*NSNPmin=3.108*13=40.4

因此，这里NP=40，NS=13

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