解决运放振荡问题的方法有哪些，运放震荡的原因
chanong
|电流源是工程师不可或缺的设备，很多人都想打造一款实用的电流源，但申请开源套件需要PCB、零件、程序等一整套成品。参与者只需焊接即可。获取套件并进行调试。技术含量有多高深，能从中学到多少技术？本文只是从原理讲解开始，指导大家做自己掌控的事情。本文主要讲解设计和仿真部分，基本不涉及单片机，但希望朋友能从中获得一些知识。
加速度修正——修正Aopen
校正Aopen是最好的校正方法，简单的Aopen校正可以达到1/F校正难以达到的效果，但并不能解决所有问题。
如果振荡是由于po 高于0dB 线引起的，第一个选择是去除po。
消除极性效应的基本方法是引入零点。
引入零点的最佳地点是Ro。 Ro 上的并联电容器Cs 允许在MOSFET 输入处引入零点zo。
但由于Ro是运算放大器的内阻，不起作用，所以在Ro后面加一个电阻Rs，并将Cs和Rs并联。
如果Rs>Ro，则Ro的作用基本可以忽略。
添加Rs和Cs，MOSFET输入端的极点po频率和零点zo频率为：
po=1/2pi(Cs+Cgs)Rs，zo=1/2piCsRs。
如果Cs>Cgs，则原极点po=1/2piRoCs从高频段移动到低频段。频率由Cs、Cgs、Rs 决定，而不是由Cgs 和Ro 决定。新推出的零点zo也是如此。低频段的和基本匹配，两者的频率差异由Cgs和Cs的比值决定，因此很小。
通常Rs=2k-5kOhm，Cs=0.01-0.1uF。
Rs和Cs将原来的极点po移动到较低频段并通过zo消除。这与斩波运算放大器非常相似，斩波运算放大器通过采样将1/f 噪声量化到高频带并将其滤除。许多不相关的方法都有相似的想法。
根据瞬态法分析，Cs两端的电压不能改变，因此运放输出电压的任何变化都会立即反应到栅极。即，Cs使当前充电Cgs的相位提前pi/2。因此，Cs起到加速电容器的作用，对此进行补偿的称为加速补偿或提前补偿。
很多类似的电路在Rs//Cs后面串联一个100欧姆左右的小电阻，来微调零极的位置。这里不需要添加任何阻力。无视Ro很合适。
我们看一个例子Agilent 36xx系列MOSFET输入级处理PNP的内阻很小，至少比运放的内阻低很多，所以我们背面有R42=100欧姆。
即使你看看之前的C49或R39，我想很多粉丝也会觉得很难理解它们的功能，但模拟电路设计的水平也在这里体现出来。虽然有些人抱怨36xx 系列电路的复杂性，但专家表示，真正的努力在于一些廉价的0805 电阻器和电容器，而不是昂贵的组件，例如乍一看很明显的LM399 和AD712。我知道。
接下来的两段有一些类似的部件，总成本不到0.20元。
这项额外费用：
3.9k电阻1个售价0.01元，总计0.01元
0.1uF/50V电容1个售价0.03元，总计0.03元
合计0.04元
总费用：9.46元
潜在振荡：运算放大器的高频主极点、pH
加速度补偿本质上消除了Cgs引起的极点效应。
然而，0dB 线附近还有另一个极点，即—— 运放的高频主极点pH。
事实上，对于纯运算放大器，pH 值仅略低于0dB 线。与po 类似，gmRsample 的增益效应也会导致pH 偏离0dB 线，导致Aopen 和1/F 之间的斜率存在40dB/DEC 差异，从而引起振荡。
由于pH位置低于po，所以gmRsample的增益需要很高才能使电路在pH下振荡，但gmRsample在datasheet中没有完整的参数，所以实际上是一个粗略的估计，无法准确预测。计算出来的。因此，必须采取某些措施来避免pH 值的影响。
如上所述，零点可以补偿极点的影响，但是存在一些条件，除非零点/极点频率降低得很低或很高并且远离1/F 。
由于pH太接近0dB线，成为运放专用极点，因此不容易像以前那样移动极点位置。
通过重新定位1/F 并将其远离pH 值，可以轻松解决pH 值问题。但1/F决定了电路的输出电流，不能任意改变。
然而，应该可以在不改变1/F —— Noise Gain Correction 的DC 值的情况下提高高频。
使用连接在Vin+ 和Vin- 之间的串联RC 网络从反相放大器获得噪声增益补偿方法。尽管不建议将此方法与同向放大器一起使用，但这并非绝对不可能。只需将RC 串联网络的Vin+ 端子接地并连接串联电阻RF，然后Rsample 处的电压就会反馈到Vin-。
该电路在功率放大器中很常见，其目的是在不影响高频响应的情况下减少直流误差。这里的功能是为反馈因子F 提供一对极点/零点。这降低了F 的高频响应。这意味着1/F 的高频响应得到增强，本质上使F 低通。相当于1/F 的滤波器是高通滤波器。
F的极点和零点对应1/F的零点zc和极点pc，zc=1/2pi(RF+Rc)Cc，pc=1/2piRcCc，两者增益差为1+RF。/Rc，因此在pc 之后增加1/F 1+RF/Rc 并将1/F 远离pH。
显然，1+RF/Rc越大，zc和pc频率越低，1/F离pH越远，系统就越稳定，但也带来了致命的问题。 —— 瞬态性能差。
当对电流源的输入端施加阶跃激励时，电流源系统的输出端会产生明显的过冲振荡，并在几个振荡周期后进入稳定状态。
这是因为阶跃激励导致运算放大器快速工作，导致MOSFET的栅极电压快速上升，输出电流Io增大，但Rsample反映的采样电压IoRsample不受低通效应的影响。噪声增益，就是接收它。 IoRsample的突然上升，即反馈到Vin-的电压，无法反映运算放大器的输出行为，导致过冲振荡。
虽然过冲振荡并不是致命的，并且总是具有足够阻尼的稳态，但过冲引起的输出电流浪涌是不能容忍的，因为它们很容易破坏脆弱的负载。
就够了，如果1+RF/Rc=2，我们就为gm的增量预留了两倍的空间，考虑到轻微过补偿的原则，1+RF/Rc对应的是当前的增量，取3比较合理。 gm 变化3 或至少10 就足够了。
尽管如此，阶跃响应中仍然存在一些非常小的超调，我们将在稍后讨论。
直流性能不受影响。
实际RF=1k欧姆，Rc=470欧姆，Cc=0.1uF，zc=1kHz/0dB，pc=3kHz/9.5dB。
（PS：上一节中的Rs=3.9k Ohm、Cs=0.1uF、po=400Hz、zo=400Hz无法编辑，所以在这里添加）
这项额外费用：
1k电阻1个售价0.01元，共0.01元
470电阻1个售价0.01元，共0.01元
0.1uF/50V电容1个售价0.03元，总计0.03元
合计0.05元
总花费：9.51元
避免轻微过冲和正常电压接口
噪声增益补偿问题会导致阶跃激励期间电流源出现轻微的过冲，但在更严重的情况下，可以在示波器上看到逐渐衰减的过冲振荡。
这并不严肃，但追求完美意味着完善每一个细节并努力比对手做得更好。
如果电流源不呈现陡峭的上升沿，则不存在此问题。
弄瞎它。您所需要的只是一个低通滤波器。
您所需要的只是一个传统的电压接口。 0-0.3V可能不是标准电压。标准电压通常为2.5V/5V（DAC，参考）或7V（更好的参考）。
以2.5V为例，可以通过电阻分压来降低电压。
(2.5/0.3)-1=7.33，如果接地电阻R4为3.3k欧姆，水平电阻为24.2k欧姆，则设置微调器R2=5k欧姆+R3=500欧姆电位器，固定电阻R1有以下价值：将采取。 22千欧姆。
电阻接地和电容C1组成低通滤波器旋转频率f=1/2piC1(R4//(R1+R2+R3)) 《zc=1kHz，C1》 0.054uF，实际值为0.1uF。
R1和R4影响电流源的温度性能，因此应使用低温漂移电阻。
此时应尽量减少Iin的影响。
这项额外费用：
22k欧0.1% 1/4W 25ppmmax金属膜电阻1个，单价0.50元，合计0.50元。
3.3k欧姆0.1%1/4W 25ppmmax金属膜电阻1个售价0.50元，共0.50元。
5k赠品10转精密微调3296电位器1个售价2.00元，共2.00元
500欧姆弹跳10转精密微调3296电位器1个售价2.00元，共2.00元
0.1uF/50V电容1个售价0.03元，总计0.03元
合计5.03元
总费用14.58元
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