rcc开关电源的优缺点，开关电源rcd电路参数选择与计算
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|第一章RCC 电路基础介绍1.1 RCC 电路工作原理图1.1.1 RCC 基本工作原理图下面介绍RCC 电路的实际工作过程。图1.1.1显示了实际中最常用的RCC方法的基本电路图。为了简化稳态分析，可以进行以下近似。 (1) 忽略变压器漏感对主管Tr1集射极电压Vce的影响，实际使用中需要使用RCD钳位。 (2)主电路输出容量足够大，输出绕组电压被钳位在输出电压Vo，(3)稳态时电容C2电压不变，(4)电阻Rg的影响为在稳定状态下可以忽略不计。 1.1.1 启动电路当输入电源Vin导通时，电流Ig经电阻Rg流到开关晶体管Tr1的基极（Tr导通，Ig称为启动电流）。在RCC模式下，晶体管Tr1的集电极Ic必须从零逐渐增大，如图1.1.2所示。因此，Ig应尽可能小。图1.1.2 晶体管电流波形此时，变压器次级绕组Ns处于短路状态，所有电流从输入侧流向Np线圈，其电阻值Rg称为启动电阻。 1.1.2开关晶体管处于导通状态时，当Tr1处于导通状态时，输入电压Vin加到变压器的初级绕组Np上。从数值比可知，基极线圈Nb中产生的电压Vb为Vb=(Nb/Np)Vin，由于该电压与Tr1具有相同的导通极性，因此Vb维持Tr1的导通状态。基极电流Ib是连续稳定电流。如果晶体管Tr1的基极-发射极电压为Vbe1，二极管D2的正向电压为VF2，则Ib表达如下。
但从图1.1.3可知，Tr1的集电极电流Ic是单调递增函数，经过一定的关断时间ton后达到Ic，集电极电流与直流电流放大倍数之间存在如下关系。系数hFE：hFE(Ic/Ib) 也就是说，只有满足上式时，Tr1才能维持导通状态。在基极电流不足的区域，集电极电压从饱和区转移到不饱和区。其结果是，Np线圈的电压降低，Nb线圈的感应电压也降低，基极电流Ib进一步降低。图1.1.3 RCC 模式切换操作因此，Tr1 的基极电流不足状况变得更深，并且Tr1 快速关断。 1.1.3 当晶体管处于截止状态时当晶体管处于截止状态时，变压器各绕组中产生反电动势，次级绕组导通D4，使电流i2流过负载。在某一点
Toff后，变压器中的能量被释放，电流i2变为0，但此时Ns绕组中还残留有少量能量，这部分能量又返回，基极绕组Nb使电压升高。发生时，Tr1 再次导通，晶体管继续工作。重复之前的开关动作。图1.1.4 RCC 模式工作波形1.2 输出电压
稳定性问题RCC 稳压器使用反电动势通过次级二极管传导，为负载供电。因此，变压器单位时间内储存的能量等于输出功率，若变压器初级电感为Lp，则
因此，为了稳定输出电压Vo，优选的是根据晶体管的导通时间来改变频率f。如图1.2.1所示，仅靠集电极电流不足以关断晶体管的基极电流，因此切断来自变压器的基极电流就足够了。
驱动电流流经Tr1的基极，因此只需通过旁路即可。为此连接了齐纳二极管。图1.2.1 RCC 稳压电路图Dz 的阳极连接电容器C2 的阴极。当Tr1截止时，Nb线圈通过导通的D3对C2充电，C2电压变为负电压，C2电压升高。
由于VC变为VC=Vz-Vbe，齐纳二极管Dz导通，驱动电流流过旁路，Tr1截止。当一段时间后输出电压升高时，图1中C2的端电压VC也与输出电压Vo成比例地升高。换句话说，在Tr1截止期间，变压器中存储的能量被释放到负载，即使有负电源，从D3到C2的充电电流和次级电流Is同时流动。这里，Nb线圈和Ns线圈的电压值与匝数比成正比。即，VC=Nb/Ns(Vo+VF4)-VF3，其中VF3和VF4是D3和D4的正向压降。每个。相反，你也可以改变Vc并相应地改变Vo。 Vc端电压升高，连接在阴极的稳压二极管Dz导通，Tr1的Ib流经旁路Dz，基极不再流过电流。因此，此时Tr1为OFF。分析电压关系，Dz的齐纳电压Vz为Vz=Vc+VBE，因此输出电压Vo由Vz和Ns/Nb确定。也就是说，输出电压，若忽略Vbe、VF4、VF3，则Vo与Vz成正比，输出电压的精度由电压Vz的精度决定。 1.3 振荡占空比计算为了更好地理解RCC 模式的工作原理，下面推导出占空比D 的计算公式。图6中，若流过初级绕组Np的电流为i1，变压器的电感为Lp，则i1=V1/Lp*t 图1.3.1 等效电路
当t=ton时，电流达到最大值i1p。
若i1p=V1/Lp*ton，则由变压器的基本原理可求出次级电路的最大电流值i2p。次级电流从i2p以V2/Ls的速率减小，因此瞬时值为：这里RCC方法的初始条件是t=toff，i2=0。
将i1P 方程中的tON 代入上述方程即可求出tOFF，如下所示。因此，占空比D为：为了得到更实用的公式，将V1=Vin-Vce(sat)、V2=Vo+Vf代入上式中。 1.4 计算振荡频率根据以下公式求出振荡频率。它是根据变压器的一次功率和二次功率相等的条件计算的。
由上式可得i1p 如下： 将i1p 代入上式并重新整理由上面的占空比和振荡频率等式，我们可以进一步了解RCC 模式的基本工作原理： (1)、占空比D和输入电压成反比。也就是说，随着输入电压的增加，ton减小，但toff保持不变。 (2)、负载电流不影响占空比。 (3)、占空比D增大。随着变压器初级线圈电感Lp的增大，随次级电感Ls的增大而减小(4)，振荡频率f随输入电压的增大而增大，与负载电流Io成反比； (5) ), 振荡频率f 随着Lp 和Ls 的增加而减小。上述计算结果与实际电路的测试结果非常吻合。 1.5 如何设计变压器开关调节器的重点之一是变压器的设计，其大部分操作和特性都由变压器的设计决定。特别是在RCC电路中，甚至振荡频率也是由变压器决定的。 1.5.1 如何求出初级绕组Np 首先，求出初级绕组的匝数。 R CC 模式下，磁通量在铁芯B-H 曲线的�**氩糠趾拖掳氩糠直浠虼嗽咽扑愎饺缦拢�
式中，Vin为Np线圈的外加电压，B为磁芯的磁通密度，Ae为磁芯的有效截面积。磁芯通常由铁氧体材料制成，但最大磁通密度Bm随温度而变化。因此，Bm必须根据实际使用情况从特性表中确定。根据最低输入电压的占空比D 计算下面的电感值。如图1.5.1所示，i1为三角波，若电源转换效率为，输出功率为Po，最小输入电压为Vin（min），则原边电流平均值为i1（ ave) 与最大初级电流的关系其值为图1.5.1 变压器Np 线圈中的电流i1 利用波形计算所需的初级绕组电感Lp。次级电流i2p和输出电流Io为：此时，次级绕组的电感Ls为：
使用以下公式计算次级绕组的匝数。 Vf 是次级整流二极管的正向压降。接下来求基极绕组的匝数Nb。对于Tr1的Vbe条件，匝数由上述格式确定，但由于输出侧线压降，实际匝数为接下来。绕线量应略大于计算结果。第2 章基于简单RCC 的驱动的缺点和改进设计2.1 基于简单RCC 的驱动的缺点在RCC 方法中，提供开关晶体管基极电流的驱动电路中的损耗极大。即使在最低输入电压下，也需要足够的驱动电流Ib来导通开关晶体管Tr1。同时，变压器绕组Nb的电压Vb的增加与输入电压Vin成正比，并且随着Vin的增加，驱动电流Ib也增加，基极电阻Rb的损耗的增加也与输入电压Vin。 Ib 的平方。另一方面，当驱动电流Ib增大时，稳压电路的电流也不可避免地增大。可能会出现间歇振荡，如图2.1.1 所示。间歇振荡是指在一个周期内有开关动作，但在下一个相邻周期内没有开关动作的现象。如果这个循环持续多次，频率可能会从几百赫兹变化到几千赫兹，并且变压器可能会发出异常噪音。图2.1.1 间歇振荡工作2.2 开关晶体管的恒流驱动设计如果找到一种即使输入电压Vin 变化驱动电流也不变化的恒流驱动方法，上述问题就可以轻松解决。恒流特性的精度要求不高，采用图2.2.1所示电路就足够了。图2.2.1 基极恒流驱动电路即使输入电压Vin发生变化，流过Rb的电流Ib也保持恒定。这不仅显着减少了Rb 损失，而且还防止了间歇振荡。采用这种方法，即使输入电压在100200VAC之间连续变化，电路也能正常工作。但实际上，即使采用上述方法，当输入接近空载时，也会出现间歇性振荡。此时需要在直流输出端接一个泄压电阻如图9所示，但此时的所有功率都是浪费功率，所以必须将电流值调整到不会引起间歇振荡的值。 有。图2.2.2 泄压电阻的影响第3 章RCC 电路建模与仿真3.1 RCC 建模与参数设计3.1.1 主要技术参数： (1) 输入电源电压AC:150-250V； (2) 输入频率：50Hz； (3) ）输出：电压5V，电流0.3A，（4）稳压精度：10%，（5）工作效率75%，（6）电磁兼容性：符合GB17743-1999要求，（7）功率器件过流保护功能（ 8）模块化，成本低。基本电路参数计算图3.1.1 RCC电路图输入电压越低，输出电流越大，振荡频率越低。因此，本设计中的振荡频率为50kHz，此时晶体管的占空比为D=0.4。 3.1.2 变压器绕组设计1. 变压器电感和匝数的计算初级绕组电流的输入电流Np变压器具有三角锯齿波，因此电流i1v的峰值i1p是输入电流平均值的2/D倍，如图4所示。若功率转换效率=0.75%，则Np线圈的电感Lp为： 由输出电压Vo=5v，次级线圈电压Vs=Vo+Vf=5+0.7=5.7V。
根据变压器的伏秒平衡，我们可以得到匝数比如下：
由于磁通量仅在B-H 曲线的一侧发生变化，因此所选RCC 变压器的匝数由以下公式确定： 由于工作频率较低且输出功率很低，因此所使用的磁芯由以下公式确定：公式： TDK H3 EI22。所选次级线圈的匝数Ns为4匝。选定的初级线圈匝数Np为Np=N12*Ns=4*17.54=70.16。以71匝为例，假设最小输入电压Vb=6V，基极绕组的匝数Nb为：
转3 圈。 2 计算变压器间隙计算以下变压器间隙。本例中，磁芯为H3s 的EI22，因此磁路中的总气隙Lg 为：间隙纸板的实际厚度为Lg的一半，即0.006毫米。 3.1.3 电压控制电路的设计首先，当Tr1截止时，线圈Nb的电压Vb是用于电压控制的齐纳二极管Dz两端的电压Vz。 Vz=Vb-(Vbe-Vf)=4.3-(0.7-0.7)=4.3V 由于变压器本身有压降，所以实际使用电压值稍高的二极管。 3.1.4 驱动电路设计图3.1.4 给出了开关晶体管Tr1 集电极和发射极之间的实际电压波形。图3.1.4 开关集电极电压波形
当V1r从Ton变化到Toff时，由于变压器漏感磁通的影响，能量从原边传输到副边。大约使用以下公式获得：
V1s是初级电路的电感元件产生的浪涌电压。因此，Tr1集电极电压Vce的最大值为
因此，本例中使用晶体管smbta06 来实现快速、高压开关电流。当Ic=0.067A时，为hfe考虑一些余量。
如图10所示，所需的基极电流Tb约为6.74mA。因此，基极电阻Rb为：
最后拿800。 3.1.5 次级电容和二极管的选择二极管Df关断时的反向电压Vdr值为：
输出电容Co的选择
流过电容Co的波形电流Ico为Ico=Ic-Io，Ico波形如图11所示。图3.1.5 输出电容电流有效值波形如下。当输入电压最低且输出电流最大时，波形电流最大。此时的纹波电流为3.1.6。对于初级绕组RC缓冲电路和其他参数的选择，经验法则是R=20k，RC放电常数Trc应小于1/10匝。 - 休息时间。所以，
则电容C为：
最后取47Pf
启动电阻的选择与启动电流有关，最小启动电流Ig为0.25mA就足够了。因此，启动电阻Rg为
基极电阻Rb与变压器线圈Nb之间连接电容器C1的目的是加速Tr1的基极电流，改善电流启动特性。该电路使用0.0047薄膜电容器。 3.2 设计电路的仿真最终设计的简单RCC电路图如图12所示。仿真电路中的三绕组变压器采用理想变压器，因此在初级绕组并联一个18.0 m的电感，但变压器的漏感较小，因此忽略。另外，仿真电路中的二极管均为理想二极管，但其压降为0.7V。图12 RCC 开关电源仿真图3.2.1 RCC 电路在额定负载下的仿真及设计准则的验证图3.2.1 为输入电压AC150V、输出电压5V、输出电流0.3A 时的主要仿真波形.图3.2.1 额定负载时的主要仿真波形仿真波形显示电路工作周期T=22.23uS，电流开通时间Ts=9.43uS。在这种情况下，占空比D为：输出电压值为Vo=0.567V，故误差为
因此，它符合设计标准。 3.2.2 轻载下RCC 电路仿真图3.2.2 所示为最大输入电压250V、电阻2K 、轻载时仿真电路的主要波形。图3.2.2 间歇振荡时的主要波形图如上所示，当输入电压升高、负载电流减小到一定程度时，变压器中储存的磁能释放速率减慢，导致变压器释放储存磁能的速度减慢。齐纳二极管
随着导通时间变长，晶体管的截止时间也变长，导致几百Hz到几kHz的振荡被阻断，在此频率下变压器产生振荡噪声，负载电压的纹波系数也随之增大。增加。另一方面，控制电容
两端并联一个电阻。
，在间歇振荡期间，让电容器通过电阻放电，从而增加电容器的阴极电压。这样，如果次级电压下降，晶体管将不会导通，直到下降太多，从而平滑输出电压并有助于降低纹波系数。 3.3 改进RCC电路及仿真为了抑制和消除这种间隙振荡现象，我们设计了如下恒流电路，扩大了电路的输入范围，提高了电路的负载能力。改进后的RCC电路设计如图3.3.1所示。图3.3.1 恒流RCC电路如上所示当输入电压超过齐纳二极管的击穿电压时，晶体管Tr2的基极电压被钳位在(Vz+Vf)，并且电流流动。晶体管Tr1基极电流是固定的。即使在最低输入电压下，Dz2 也能可靠地击穿。也就是说，如果输入电压为150V，Dz2就会击穿。那么，下面的公式成立。
实际值为Vz=4.7V，稳压二极管串联电阻为100。改进的RCC 电路允许输入在150-250V AC 之间变化，而不会出现间歇性振荡。下面的波形是图3.3.2所示电路在输入AC250V、电阻值3K、轻载时的主要波形。图3.3.2 改进电路的主要仿真波形从电路波形图中可以看出，即使输入为AC250V，控制电路中晶体管Tr1的最大基极电压也仅为4.75V。如果不加晶体管Tr1的基极电压，则可以达到最大极驱动，因此加入恒流驱动可以有效减少基极驱动电路，晶体管Tr1关断时从齐纳二极管流过的电流会减少。明显减少，抑制和消除间歇振荡现象。从晶体管Tr1的集电极电压波形可以看出，此时Tr1并未完全导通，即不是工作在饱和区而是工作在放大区。请放大检查波形如图3.3.3所示。图3.3.3 集电极波形图可以看出，轻负载时，RCC电路的输出电流减小，周期变短，频率变高，Ton时间变短。驱动功率晶体管Tr1增加了Tr1的损耗。第4 章RCC 电路中间歇振荡的应用实例4.1 三星S10 影放机中安装的RCC 型开关电源录放机，特点是负载波动范围大，接电网电压，接电源按钮. 如果不按下，电源将关闭。当按下快进、快退或退盒键时，负载电流最小和最大。因此，使用简单的自激式开关电源时，故障率非常高。三星S10视频播放器的RCC开关电源由四个主要部分组成，但本文仅讨论其初级侧电路，如下图所示。开关电源适应交流100-240V电网电压，允许空载。图4.1 RCC 电路在视频播放器中的应用示例自激振荡电路自激振荡电路由厚膜电路IC001、电源自激转换器、电平控制电路、过流限制电路等组成。 IC001的型号为STR11006，内部电路如图4所示。 Q1是开关管，称为电平开关管，Q3是过流保护管。 IC001的Q1和脉冲变压器T001构成间歇振荡电路。启动后，电网电压经过整流滤波，输出+300V电压，一路通过T001-绕组求和至QI(c)，另一路接R003、R004、R002，将电压分压至100V通过充电完毕，充电电流流过QI(b)-(c)，Q1导通，在T001-绕组中产生正反馈脉冲，经R008、C012反馈到Q1(b)结果，它很快饱和并开始自激振荡。 C012和R00R反馈电路的反馈系数较大，即使电网电压为100V，开关电源也能工作。为了防止电网电压升高时Q1过饱和，电路中安装了由Q00l和C016组成的可变并联驱动电路T001，绕组至输出的正脉冲经D005整流、C016滤波。通过R009向Q001(b)增加一个通道，在Q1导通期间，导通程度随着正反馈脉冲幅度的增加而增加。同时，在Q1截止期间，T1001的-绕组输出脉冲电压，当为负、为正时，D004、D005导通，对C016充电。该充电电压与输入电网电压成正比，与负载电流成反比。当T001-绕组输出的脉冲电压反转时，D004切断TDO1输出的正向脉冲电压，使Q1导通，同时通过R009使Q001导通。 C016和T001的正脉冲幅度。随着电网电压的升高，C016的充电电压和Q001(b)的正脉冲峰值增大，因此随着电网电压的升高，Q001的Ic(C016的放电电流)也增大，从而影响Q1。激励脉冲也增加以平衡正反馈电流。
2、稳压控制/保护电路T001 正反馈绕组输出的脉冲电压经D003整流，C014滤波，产生68V直流电压送至IC001、。进入的正电压加到Q2(c)，进入的负电压加到R2、R3组成的分压器，分压后产生3V以上的电压（ZD为3.3V电压）稳压管）。当T001-绕组输出的脉冲电压增大时，IC001的正电压增大，ZD导通，Q2也导通，Q1停止振荡，输出电压下降。 - 绕组跌落，ZD、Q2断开，Q1再次振荡。这种RCC 方法具有简单的电路和空载电源保护功能。空载时，ZD导通时间变长，QI引起阻塞振荡，导致输出电压大幅下降，但达到一定负载时，输出电压自动恢复。 R2和R3的分压比非常重要，因为在负载变化的容许范围内不能允许出现振荡阻塞。 R3是负温度系数热敏电阻，随着IC001温度的升高自动减小其阻值，延长ZD导通时间，减小占空比，减少Q1中的功耗，保护QI免受热损坏。