开关电源详细工作原理，开关电源原理图详细说明每个功能
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|1 开关电源概述，本文档是张占松《高级开关电源设计》之后的强化训练，以方案为基础，在沉工讲述了变压器设计之后，本文对原理进行了简单的介绍，重点介绍了电路的工作原理和设计过程，以及主要部件的计算和选择。开关电源的工作过程非常容易理解，具有三个明显的特点： 开关性：电力电子器件工作在开关状态而不是线性状态高频：电力电子器件工作在较高频率输出频率低于低频与电源频率接近的频率DC：开关电源输出直流电而不是交流电也可以通过电子变压器等输出高频交流电。 1.1 开关电源的基本配置
1.2 开关电源的分类：开关电源根据其拓扑结构分为多种类型：降压升压型、正激反激半桥型、全桥LLC等。然而，开关电源本质上只有两种工作模式。正向：开关管导通时传输能量，反激：开关管关闭时传输能量。下面以反激式电源为例进行说明。 1.3 反激式开关电源概述反激式也称为隔离式升降压电路。基本工作原理：变压器在开关管导通时储存能量，在开关管关断时释放储存的能量。
反激式开关电源按开关管的数量可分为双端反激式和单端反激式。根据反激变压器的工作模式，可分为CCM模式和DCM模式反激电源。根据控制方式可分为PFM反激式电源和PWM反激式电源。根据产生驱动占空比的方法，反激式开关电源分为电压型和电流型。我们所说的反激式电源准确定义为电流源PWM单端反激式电源。 1.4 电流型PWM单端反激式电源该类反激式电源的优点是结构简单、价格低廉、适合小功率电源。此类反激式电源的缺点：功率低，通常小于150瓦，纹波高，电压负载调节比低，通常大于5%。设计这类反激式电源的难点主要在于变压器的设计，尤其是宽输入电压、多输出的变压器。 2 举例说明设计过程。为了更清楚地了解设计中的详细计算过程，我们使用220VAC至380VAC输入，+5V3%（5A）、155%（0.5A）。 ）以3路共地输出反激式电源为例说明设计过程。考虑到上述要求，电源的总输出功率将为P=5*5W+15*0.5*2=40W，如果功率较小，可以选择反激式开关电源。反激式电源仅使用40W功率，多路输出，+5V3%，纹波150mV，155%。由于5V精度要求较高，所以采用5V作为电源的主要反馈。该开关电源采用断续模式(DCM)，可实现5V 至15V 的交叉控制功能。芯片功率线圈采用15V输出，但其功率很小，在计算过程中可以忽略不计。由于电源较小，输入电压波动范围小至30%，因此不需要PFC电路。该电源整体电路框图设计如下：
3 输入电路输入电路包括防雷单元、EMI 电路、整流滤波电路。下图所示为典型开关电源的输入电路。
3.1.1 避雷器单元避雷器电路一般采用压敏电阻或陶瓷气体放电管，结构简单、价格低廉。 MOV1、MOV2、MOV3是压敏电阻，吸收雷击时的浪涌电压，保护后续电路，是防雷单元的主要元件。 增加保险丝F2、F3、气体放电管FDG的主要原因是出于安全考虑，由于压敏电阻的失效模式特性，压敏电阻的电压等级会因雷击或长期老化而下降。该电压可能低于电网电压。电压会增加功耗或导致短路。添加保险丝和气体放电管，确保压敏故障不会造成短路。 保险丝F1防止后续电路在发生故障时被断开，同时具有防雷作用。如果雷击，浪涌电流会流过MOV3，可能引发事故。保险丝F1接通后会断开，但必须使用快速保险以获得防雷保护。 3.1.2 EMI 电路开关电源有一个非常明显的缺点，即工作在高频条件下，具有较高的di/dt 和较高的dv/dt，因此容易受到较强的电磁干扰—— 。 （EMI）信号。 EMI信号不仅具有较宽的频率范围，而且具有一定的幅度，通过传导和辐射污染电磁环境，对通信设备和电子产品造成干扰。 EMI 电路旨在抑制开关电源引起的辐射和传导骚扰对电网的影响。 EMI电路中：由C1、L1、C2、C3、C4组成的双滤波网络。 C1和C4是X电容，用于消除差模干扰。 C2和C3是消除共模的Y2电容。干涉。其中L1为共模电感，可以抑制共模信号。 L1的漏感是差模电感，抑制高频差模信号。 C7是Y2电容。当整流桥电流换流时，整流桥断开，输入与滤波电容完全隔离。由于以后滤波电容会浮空，所以增加电容C7来抑制。整流桥整流过程中的EMI。 EMI电路通过抑制电源的电磁噪声和杂波信号来防止对电源的干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网的干扰。 R1、R2为安规，主要作用是给X电容放电。 X电容上的电压必须在短时间内降低到安全电压。 C5上电时需要充电，但由于瞬时电流较大，可通过添加RT1（热敏电阻）来防止浪涌电流。所有瞬时能量都耗散在RT1电阻中，因此随着温度升高，RT1的阻值在一定时间内下降（RT1为负温度系数元件）。此时消耗的能量很小，后续电路工作正常。 3.1.3 整流滤波电路交流电压经BRG1整流，再经C5滤波，得到较纯净的直流电压。选择合适的C5 对于系统稳定性至关重要，因为输出交流纹波随着C5 电容的减小而增加。 经验选型：一般按1.5-2.5uF/w选择不带PFC的380VAC开关电源C5。根据这个标准，可以满足大部分电源滤波器的要求。具体差异取决于环境温度；温度越高，电容越大。 电容器C6为高频薄膜电容器，在整流桥换流时提供能量和电路，对电源传导扰动有很大的抑制作用。上述元件的参数尚未计算，但最终参数将在EMI整改和雷击实验后确定。电容C5可以串联100uf/350V电解电容。在设计的前一部分中，我们通常使用直流母线的直接输入，因此C5可以选择较小的值。
4 重要电路计算：电源转换是设计的重要部分，设计过程主要包括电源元器件的选择和开关变压器的设计，开关变压器的设计是开关电源最重要的部分设计工作由于设计结果直接决定开关电源的性能，因此本文重点介绍电路原理。 4.1 开关变压器4.1.1 变压器设计要点对于40W 反激式开关电源，变压器最好工作在DCM 模式下。
该电源5V输出5A，但为了提高5V控制，使用了铜箔来增加耦合系数。 电源采用多路共地输出设计，+15V和-15V并联，提高交叉调节能力。 初级线圈分为两部分，采用三明治绕法，减少漏感。 铁芯：许多制造商生产可用作反激变压器的铁芯。适合使用以下材料：PC40 或PC44 3C85、3C90 或3F3。反激式变压器通常使用E 形磁芯，因为其成本低且易于使用。其他类型的磁芯如EF、EFD、ETD、EER 和EI 用于具有特殊要求（例如高度）的应用。由于安全隔离要求，RM、环形磁芯和罐形磁芯不适合使用。 EFD 更适合薄型设计，ETD 更适合高功率设计，EER 更适合多输出设计。骨架：骨架的主要要求是保证安全爬电距离、初级和次级引脚穿过磁芯的距离、初级和次级绕组之间的面积距离都满足，是要检查的。框架必须由能够承受焊接温度的材料制成。 绝缘胶带：最常用的是聚酯和聚酯薄膜作为绝缘胶带，可以根据需要的基本绝缘宽度或初级和次级总绝缘宽度进行定制。封边胶带通常较厚，几层就足够了，通常是聚酯胶带。 4.1.2 变压器的详细计算我们用上面的例子来解释一下计算过程。 1. 确定电源规格1). 输入电压范围Vin=220-380Vac; 2). 输出电压/负载电流： Vout1=5V/1A, Vout2=15V/0.5A, Vout3=-15V/0.5A; 3).变压器的效率=0.902，确定工作频率和最大占空比，取：工作频率fosc=100KHz，最大占空比Dmax=0.45（如果小于0.5，则退磁电压和Tosc=1） /fosc=10us.Ton(max)=0.45*25=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3.计算变压器原边匝数比n(Np)。 /Ns=n)，最小输入电压Vin(min)=220*2-20=280Vdc（以低频纹波为30V），根据伏秒平衡，有： Vin(min)* Dmax。=(Vout+Vf)*(1-Dmax)*n 其中，Vout是主要反馈电压，因为它是稳定的，是从实际控制变压器的信号中获得的：n=[Vin (min) * Dmax]/[(Vout1+Vf1)*(1-Dmax)]=[280*0.45]/[(5+0.8)*0.55]=39.5 5V的输出电流为5A，所以5V整流二极管采用大电流。 4、计算变压器初级峰值电流假设+5V输出电流电流点为120%，则+5V整流二极管的正向压降为0.8V 15V 整流二极管的正向压降为1.0V。 +5V 输出功率：Pout1=(Vout1+Vf1)*Iout1*120%=( 5+0.8)*5*1.2=34.8W +15V 输出功率Pout2=(Vout2+Vf2)*Iout2=16*0.5=8W -Pout3=(Vout3+Vf3)*Iout3=16*0.5=8W 变压器双倍总级输出功率Pout=Pout1+Pout2+Pout3=51W 因此，工作在间歇模式时，一个周期内所有输入能量均输出。
根据能量守恒定律：Vin(min)*0.5*Ipp*Dmax*Tosc*fosc=Pout/所以Ipp=Pout/(*Vin(min)*0.5*Dmax)=51/(0.9*280 *0.5 * 0.45 )=0.9A5.Lp=Vin(min)*Ton(max)/Ipp=280*4.5/0.9 uH=由变压器初级电感计算公式得出，Vdc=Lp*di/dt。 1.4mH6.变压器铁芯的选择，根据经验公式Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*]，其中：Pt（变压器标称输出功率）=Pout=23W，Ko（窗口铜填充系数）=0.3（高电压，小Ko），Kc（磁芯填充系数）=1（对于铁氧体），变压器磁通密度Bm=2700Gs，过载Bm=3000GS，j（电流密度） ):j=4.5A/mm。 Aw*Ae=51*106/[2*0.3*1*100*103*2700Gs*4.5*0.90]=0.9cm4 考虑绕线空间，选择窗口面积较大的磁芯。请检查表：
EE19铁氧体磁芯的有效截面积为Ae=0.22cm2，窗口面积Aw=0.50cm2，EE19的功率容量乘积为Ap=Ae*Aw=0.11cm4·0.09cm4，故选取满足EE19铁氧体磁芯条件7 计算变压器初级绕组和气隙长度1). 由Np=Lp*Ipp/[Ae*Bm]，可得：Np=1400*0.9/(22.8*0.3)=取Np 。=184，Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg，气隙长度： lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*10-7* 184^2*22.8/1.4=0.66mm (+5V限流输出，若Ipp为最大值(Ipp=0.9A)，Bmax .Bmax=Lp*Ipp/[Ae*Np]=1.4*10-3*0.9/( 22.8*10-6 *184)=0.307T=3070Gs3300Gs旧资料中介绍的铁氧体参数不再准确。目前，铁氧体饱和度可以达到3500GS以上，有的铁氧体材料可以达到4700GS，所以变压器磁芯的选择为8。 变压器次级匝数计算Ns1(5v)=Np/=13.8 Ns2=14Ns3(-15v)=(15+1) * Ns1/(5 +0.8)=13.8 Ns3=14，所以实际初级绕组比为：n=180/5=369。重新计算占空比：Dmax和Dmin.1)，输入电压最低时如果，Dmax=由：Vin(min)=280Vdc、Vin(min)* Dmax=(Vout1+Vf1)*(1-Dmax)*n 计算得出。 (Vout1+Vf1)*n/[(Vout1+Vf1)*n+Vin(min)]=0.43 0.45 占空比合格。 2)、输入电压最高时，Vin(max)=380*1.414=537Vdc.Dmin=(Vout1+Vf1)*n/[(Vout1+Vf1)*n+Vin(max)]=0.26310。变压器初级电流的峰值Ip和有效值I(rms) 在DCM模式下，变压器初级和次级电流均为三角波。
11、从电流波形中求出输入电压为最小Vin(min)、占空比为Dmax时三角波电流的有效值I(rms)=Ip*Sqrt(D/3)1)。原边电流峰值Ipp和有效值Ip(rms) 因此，Ipp=Pout/(* Vin(min)*0.5*Dmax)=51/(0.9*280*0.5*0.43)=0.94A2 ) +5V 限流输出时Ipp最大（Ipp=0.9A）时，查Bmax Bmax=Lp*Ipp/[Ae*Np]=1.4*10-3*0.94/(22.8*10-6 * 184)=由于0.307T=3130Gs3300Gs，变压器初级匝数选定为Ip(rms)=Ipp*Sqrt(Dmax/3)=0.94*Sqrt(0.43/3)=0.355A3)。计算次级电流，但次级电流也是三角波，其平均值就是输出电流。因此，根据面积等效法，Iout*Tosc=0.5*Isp*Tosc*(1-D) Isp=Iout*Tosc/(0.5*Tosc*(1-D))=2* Iout/(1-D ) )Is(rms)=Isp*Sqrt((1-D)/3)+5V 绕组电流计算如下。 Is1p=2* Iout1/(1-Dmax)=2*6/(1-0.43)=21AIs1(rms )=Is1p*Sqrt((1-Dmax)/3)=9.17A+15V 绕组电流为计算如下。 Is2p=2*Iout2/(1-Dmax)=2*0.5/(1-0.43) )=1.75AIs2(rms)=Is2p*Sqrt((1-Dmax)/3)=0.764A-15V 绕组计算为+ 15VIs3p=2* Iout3/(1-Dmax)=2*0.5/(1 -0.43)=1.75AIs3(rms)=Is3p*Sqrt((1-Dmax)/3)=0.764A12. 变压器初级线圈并计算次级线圈线径1). 导线截面积： 如上所述，电流密度j=4.5mm2 变压器初级线圈： 导线截面积=Ip(rms)/j=0.35A/4.5A/mm2=0.07 计算mm2。次级电流的计算方法类似，这里不再解释。点击此处了解详情。 2). 丝径和根数的选择考虑到丝的趋肤效应，建议丝径不超过穿透厚度的2倍，材料为穿透厚度=66.1*k/(f) 1/2k为常数，20时Cu k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20，所以线径不能超过0.40mm 一根线径过大对于铜箔来说，厚度最大可达0.35mm 5) 变压器绕制结构及工艺为了降低变压器的漏感，采用三明治绕制方式，但我们建议您考虑电源的EMI 性能。另外，请联系该公司了解变压器的具体安全规定。 4.2 器件选型及计算4.3 控制开关主电路：
4.3.1芯片工作原理：UC3844是一款高性能单端输出电流控制脉宽调制器芯片，用该集成电路构建的开关电源与普通压控脉宽调制开关电源类似供应。具有外围电路简单、稳压率好、频率响应特性好、稳定范围宽、具有过流限制、过压保护、欠压锁定等优点。该芯片的主要特点是内部参考电压为5.00V，精度为2.0%，温度稳定性高，噪声水平低，振荡器最高振荡频率达到500kHz。内部振荡器的频率由引脚8 和引脚4 之间的电阻Rt 以及引脚4 处的接地电容Ct 决定。内部锁定PWM（脉冲宽度调制）允许逐脉冲限流，并具有图腾柱输出，能够提供高达1A 的电流，直接驱动MOSFET 功率管。 4.3.1.1 芯片结构框图：
芯片频率选择：
4.3.1.2 芯片辅助元件选择： UC3844 的8、4 脚之间的电阻R6 和4 脚的接地电容C42 决定了芯片内部的振荡频率。大多数电源设计人员认为，芯片的振荡时间与其频率相同。是正确的，但事实并非如此。设计的芯片振荡RC值还与最大占空比有关。该电源选择100K作为开关频率，100K对应的R和C有多种类型可以满足要求，但每种RC对应的最大占空比不同。综合考虑，选择R=15K，C=500pF，使得频率为100K，最大占空比设计为大于45%。详细说明：UC3844内部有分频器，所以驱动MOSFET功率开关管的方波频率是芯片内部振荡频率的一半。其中，R5和R8的选择对启动过冲、最大输出功率（最大占空比）和过功率保护有重要影响。从框图分析可以看出，当VFB引脚接地时，COMP引脚输出1mA电流（有些公司的芯片为2-3mA）。 TL431的最小工作电流为1mA，因此R8决定流过光耦的最小电流。也就是说，光耦的最小电流从0到1mA变化，光耦的输出可以吸收3mA的电流，这是根据光耦的300%传输率计算的。最小值为2mA，限制COMP。最大电压还限制电流采样电阻中的最大电流。设计时必须与采样电阻相配合。我们有一些标准参数可以满足您的反激式功率要求（R8=2K，R5=1K）。 4.3.2 反馈工作原理：当输出电压升高时，经两个电阻R12和R10分压并连接到TL431参考输入端（误差放大器反相输入端）的电压升高，电压变为2.5V由于用于比较，TL431阴极和阳极之间的电压Vka降低，光耦二极管的电流If增大，因此TL431的动态电阻增大。光电耦合器的集电极-发射极变小，集电极和发射极之间的电压变低，这意味着UC3844的1脚变为低电平，内部电流检测比较器与当前采样电压比较后，输出变为高电平，而PWM 锁存器复位，或非门输出变低，关断开关管，使脉冲变窄，缩短MOSFET 中的功率。由于管子导通时间减少，次级和自供电线圈减少，输出电压Vo降低。反之亦然，总体效果是保持输出电压恒定，不受电网电压或负载变化的影响，达到输出闭环控制的目的。注：设计中R68 和C41 对启动过冲的影响：添加R68 和C41 在反馈环路中引入零点，从而可以引入相位超前，使系统对过冲的响应更加灵敏，并减少过冲。减少。表2 反馈环路经验：
4.3.3 启动及辅助电源：图3所示为启动及辅助电源电路，其功能是实现电源芯片的自启动供电和正常工作供电。出于安全考虑，本电源设有短路保护电路（Q15、C101、R71、R7、R73），以延长短路时的打嗝保护时间，提高短路保护效果。
4.3.3.1 启动电源：本开关电源采用UC38C44，启动电源由四个启动电阻R3、R1、R2、R4和C2、C3组成。电阻和电容为电源控制芯片UC3844提供电源。启动电阻选择原则： 1、在母线输入最小工作电压280VDC下，流过启动电阻的电流大于电源控制芯片UC3844的启动电流（UC3844一般取0.5mA）。因此，电阻值为R280/0.5Kohm=560Kohm。 2. 由于串联启动电阻的总耐压大于总线电容最大电压537vdc，因此在SMD 1210 封装中，启动电阻消耗的热功率通常为200V。散热，R3、R1、R2、R4串联选择，满足耐压和功率要求。 3、在最大输入电压537VDC下，串联启动电阻的温升不得超过测试规范（40摄氏度）。由于启动电阻体积较小，其放置首先要远离发热元件，然后考虑布线问题（启动电阻的布线应避免电磁干扰，无需考虑这个问题）。 4.3.3.2 辅助电源电路： 上电时，控制芯片UC3844 由辅助电源电路供电。该电路从变压器辅助绕组接收电源，经D1整流，经R7、C2、C3组成的RC滤波器滤波后供芯片使用。 R7的取值对于电路调试非常重要，它影响电源启动和芯片工作电压，R7和C2的选择原则：RC滤波器的时间常数大于10倍开关周期，且C2维护时间的一半。此外，选择C2 在以最低母线电压启动时通常需要小于3 秒的充电时间。综合考虑，C2选择25v/100uf（芯片资料建议47uf或更高），R7选择36。 R7 C2 的值是最终的，因为输出滤波电容和变压器不同。整机的调整。 4.3.3.3 短路保护电路： 工作原理：芯片正常工作时，5VREF 节点电压为5V，Q15 栅源电压为Vgs=4.3V。此时，Q15导通，D33的阳极被下拉至0V左右，因此D33变为反向偏置，没有电流流过D33。如果发生短路，辅助电源电路中的电压将会下降，无法为芯片UC3844供电。此时芯片UC3844消耗了电容C2中存储的能量，当C2的电压降至芯片UC3844的下限电压Uoff以下时，芯片停止工作，电源受到保护。当UC3844停止工作时，5VREF点电压变为0V，电容C101通过R73放电。当C101的电压低于Q15的导通电压Vth时，Q15截止，D33正向导通，电容C101通过启动电阻充电，当充电电压达到UC3844的Vth电压时，电源接通。被切断了。马苏。将恢复供应。短路时间：从短路开始到电容C2的电压下降到UC3844的下限电压的时间，取决于正常工作时的工作电压、C2的电容值和UC3844的功耗。芯片。打嗝保护时间由两部分组成。一个是时间T1，在此期间：电容器C101通过R73放电至低于Q15导通电压Vth的电压，另一个是时间T2，在此期间启动电阻将电容器C2充电至Vth。 UC3844芯片的Vth电压。分析结果，电容C2的值不宜太大，满足启动要求即可。否则短路时间会比较长。如果变压器的整体利用率很低，整个电源的输出功率很小，可能会出现无保护的短路，因此应增大电阻R7的阻值，同时R20和R21也应增大。它需要更大。由于这些电阻、电容和MOS管都是分立的，所以计算准确的时间是没有意义的，而且成品机发布后，必须根据电路原理调整参数。电路保护时间满足要求。 4.3.4 开关管及其驱动器
4.3.4.1 驱动电阻和保护稳压二极管：图4中，R85 R16决定开关管的开关速度，开关管的开关速度影响开关损耗和传导辐射。具体的驱动电阻可以通过测量开关管的波形来选择。反激式电源驱动电阻的选择必须同时满足开关损耗和电压峰值要求，但对于我们的反激式电源来说，通常工作在DCM模式下，关断损耗远高于导通损耗。变得更大。因此，导通电阻R85一般大于关断电阻R16。在没有明显关断过冲的情况下，关断电阻越小越好。稳压二极管Z6起保护MOS管Q2的作用，一般为18V（注意连接方法；稳压二极管的阳极直接接MOS管的南极，不要接地）。 40W 100K反激式开关电源要求开关速度高，所以R85和R16一般选择10左右，但具体值可以通过实验满足，只要MOS发热量允许，增减都是可以的电阻值。开关速度可改善EMI。 4.3.4.2 电流采样电阻和采样电流滤波电路：图4中的R20和R21为电流采样电阻，该电阻必须满足低压满载电流流过时该电阻的最大电压0.5V至0.8V。顶峰。如果这个电压太低，会影响功率限制保护效果，如果这个电压太高，则会影响电源动态。采样电流滤波电路由R121C8组成，其RC时间常数必须小于开关周期的1/40。典型时间常数为200ns 至500ns（大于内部前沿消隐），具体取决于开关峰值情况。 （芯片电路延时），可以满足大部分开关电源。采样电阻最好采用贴片电阻或无感电阻，小功率也可采用金属膜电阻。所以对于这个电源，根据前面的计算，Ipp=0.94A，所以电阻R20//R21将为0.5到0.85。 4.3.4.3 过压保护原理：图4中的Z1起到过压保护的作用，随着输出电压的升高，辅助功率绕组电压也升高，电容器C2的电压也升高。当稳压二极管Z1导通时，开始限制输出功率，当电压超过19V且芯片3脚电压超过1V时，芯片停止输出PWM，限制输出电压。 4.3.4.4 开关MOS管：图4中的Q2是功率开关MOS管，作为开关的MOS管必须满足两个问题：耐压和温升。最初的选择是基于经验。 MOS管可以做到1.5*Uinmax，小功率功率开关MOS电流可以做到2*Ipp。 （Ipk 为初级电流峰值）。我们的变压器通常在DCM 下运行。根据伏-伏-秒乘积Ipk=Uinmin*Tonmax/L可以计算出变压器的初级电流。
m，Uinmin 为输入最小母线电压，Tonmax 为MOS 最大开通时间，Lm 为初级电感量，开关MOS 电压应力有三部分组成：电源输入电压，反射电压，电压尖峰。反射电压：Vrd=（Vo+Vf）*Np/Ns,其中Vo 为主反馈输出电压，Vf 为主反馈二极管导通压降，Np 为变压器初级匝数，Ns 为主反馈绕组匝数。尖峰电压取决与驱动电阻，工作电压，和输出功率以及RCD 吸收回路，所以减小mos 管电压应力的方法是加大RCD 吸收，加大驱动电阻，但是而之变化都会影响效率，调试时需要折中选择。所以此电源选择900V2Amos 管即可，但是由于有时候为了减小mos 管发热量，同时成本增加不多的情况下，可以将mos’管电流选大一点。4.4 RCD 吸收回路原理及设计：本开关电源设计中，RCD 吸收回路由R161、R14、C7、D5、D6 组成。（详见图7）由于初级关键器件的的几个寄生参数（一次级间漏感、MOS 的输出电容、二次侧二极管的结电容等），当MOS 关断时，初级电流中耦合的部分转移到次级输出，但是漏感中的电流没有路径可回流，所以漏感能量会在MOS 管D 极形成高压击穿MOS 。 4.4.1 吸收回路设计：RCD 吸收回路作用就是给变压器初级漏感一条路径回流，并吸收漏感的电流。RCD 吸收中，R 是根据变压器漏感Lr 储能来设计的，变压器漏感越大；R 需要消耗的能量（Er=Ipk2*Lr/2）越多；R的值就越低。线绕变压器漏抗储能在1~5%，估算出变压器漏磁储能功率；再算出变压器反激电压，就可以用欧姆定律求出阻值了。C 的选择比较宽范，只要RC 积大于10-20 倍周期就可以了，一般RC 积不超过1mS。所以；不会断电后放不完电。这个值的选择只能估计，一般来讲 50 瓦三路输出100K 反激变压器漏感必须控制在2%以内，否则漏感损耗太大，设计或做工不合理，需要重新选择更大磁芯以减小漏感。根据上面变压器的计算，可以得知反射电压UR=Vout1*n=5.8*39.5=230V,漏感功率 Pr=Er*fosc=Ipp^2*lr/2*fosc=1.2W所以电阻选用2 只2W 的金属氧化膜电阻器串联。阻值Rr=Ur^2/Pr/2=22K.但是最终电阻电容选择取决于变压器设计的如何，最简单实用的方法就是测量吸收电容电压。对于RCD 吸收的几个器件，首先焊接一个计算值元件，然后再做调整，达到最好的要求。●二极管选择：一般使用快恢复二极管，耐压值大于1.2*（Uinmax+Vrcd）●电容电阻选择RC,R*C>10Tsw~20Tsw●电容电压波动小于10%●电容值电阻值选择保证Vrcd 电压满足1.2*（Uinmax+Vrcd）4.5 输出整流及滤波： 反激电源输出滤波由二极管和滤波电容以及假负载组成，电路如图8 所示。高电压大电流输出整流二极管需要加入RC 吸收二极管电压尖峰（图中R36 C43）。并接在二极管两端的阻容串联元件在二极管开通或关断过程中,电压发生突变时,通过电阻对电容的充电将明显减 缓电压变化率整流二极管加入RC 滤波以后，电压尖峰降低了，振铃震荡也抑制住了.选择合适的RC 对电源可靠性及EMI/EMC 很重要。C 上的电压在初级MOS 开通后到稳态时的电压为Vo+Ui/N，因为我们设计的RC 的时间参数远小于开关周期，可以认为在一个吸收周期内，RC 充放电能到稳态，所以每个开关周期，其吸收损耗的能量为：次级漏感尖峰能量+RC 稳态充放电能量，近似为RC 充放电能量=C*(Vo+Ui/N)^2。但是C 取值也是无法精确计算的，根据经验值，一般R36 为2w 阻值在100Ω以内金属膜电阻。C43 一般为高压瓷片电容，选取10n 以内。由于本电源功率较小频率100K，所以R36 可以使用10Ω，电容使用4 只1206 贴片1nf 高压瓷片电容。但是具体值的加大还是减小需要还是需要实际测量。取值办法一般使用先确定电容，再确定电阻。在不同输入电压下，再验证参数是否合理，最终选取合适的参数。4.5.1 整流二极管原理与设计图8 中D12 是整流二极管。开关电源输出整流二极管需要满足温升和耐压值要求，解决温升一般原则是尽可能使用肖特基二极管，或者选用电流更大的二极管，另外整流二极管本身就是一热源要注意散热，不能放在发热元件附近。二极管耐压值选择一般要大于两倍的反激电压，如果加入RC 吸收电路来吸收二极管尖峰，可以选择耐压值大于1.5 倍反激电压的二极管。所以5V 可以选择40 伏肖特基二极管。对以5V 来讲，其输出电流最大为6A，最大峰值为21A，所以二极管可以选择2045 两只并联,这样可以减小导通压降，降低损耗。4.5.2 滤波电容原理与设计图8 中C57、C75 为反激电源输出滤波电容，这些电容都是电解电容，电解电容ESR 比较大，所以主要考虑电容ESR 对输出电压纹波的影响。另外电解容量一般比较容易做大，所以一般不需要考虑容量对纹波的影响。电解电容属于易老化器件，所以要考虑长期可靠工作需要满足工作电压低于80%额定电压。另外还要考虑电解电容温升，计算温升比较复杂，一般可靠的选取原则是电容电流Irms 不要超过电容规格书给定的的最大Irms。对于5V 输出，其有效值前面已经计算Is1rms=9A,所以电容可以选用10v/2200uf （每只可以吸收1.3A 电流）7 只并联。然后由于纹波±150mV 要求，所以要求滤波电容的并联ESR 需要小于150mv/Isip=150mv/21A=7mΩ。7 只20℃电容并联电阻为：62m/7=8.8mΩ。但是实际工作过程中，电容温度会较高，所以电阻会低于8.8mΩ。基本可以满足要求。4.5.3 假负载原理与设计图8 中R59、R60 为假负载，其大小是由辅助绕组的供电决定，如果假负载太轻，那么电源输出空载时辅助绕组得不到足够供芯片UC3844 工作的能量，电源会打嗝。另外适当加大假负载会提高电源动态和交叉调节能力。在调试电源中如果出现打嗝现象，可以加大假负载再调试。此电源所有输出都应该加入假负载，尤其是±15V，如果假负载太轻，容易造成电压漂高。5、电源保护电路5.3.1 短路保护电路1、在输出端短路的情况下，PWM 控制电路能够把输出电流限制在一个安全范围内，它可以用多种方法来实现限流电路，当功率限流在短路时不起作用时，只有另增设一部分电路。2、短路保护电路通常有两种，下图是小功率短路保护电路，其原理简述如下： 当输出电路短路，输出电压消失，光耦OT1 不导通，UC3842①脚电压上升至5V 左右，R1 与R2 的分压超过TL431 基准，使之导通，UC3842⑦脚VCC 电位被拉低，IC 停止工作。UC3842 停止工作后①脚电位消失，TL431 不导通UC3842⑦脚电位上升，UC3842 重新启动，周而复始。当短路现象消失后，电路可以自动恢复成正常工作状态。3、下图是中功率短路保护电路，其原理简述如下： 当输出短路，UC3842①脚电压上升,U1 ③脚 电位高于②脚时，比较器翻转①脚输出高电位，给 C1 充电，当C1 两端电压超过⑤脚基准电压时 U1⑦脚输出低电位，UC3842①脚低于1V，UCC3842 停止工作，输出电压为0V，周而复始，当短路 消失后电路正常工作。R2、C1 是充放电时间常数， 阻值不对时短路保护不起作用。4、 下图是常见的限流、短路保护电路。其工作原理简述如下： 当输出电路短路或过流，变压器原边电流增大，R3 两端电压降增大，③脚电压升高，UC3842⑥脚输出占空 比逐渐增大，③脚电压超过1V 时，UC3842 关闭无输出。5、下图是用电流互感器取样电流的保护电路，有着功耗小，但成本高和电路较为复杂，其工作原理简述如下： 输出电路短路或电流过大，TR1 次级线圈感 应的电压就越高，当UC3842③脚超过1 伏，UC3842 停止工作，周而复始，当短路或过载消失，电路自行恢复。5.3.2 输出端限流保护 上图是常见的输出端限流保护电路，其工作原理简述如上图：当输出电流过大时，RS（锰铜丝）两端电压上升，U1③脚电压高于②脚基准电压，U1①脚输出高电压，Q1 导通，光耦发生光电效应，UC3842①脚电压降低，输出电压降低，从而达到输出过载限流的目的。5.3.3 输出过压保护电路的原理输出过压保护电路的作用是：当输出电压超过设计值时，把输出电压限定在一安全值的范围内。当开关电源内部稳压环路出现故障或者由于用户操作不当引起输出过压现象时，过压保护电路进行保护以防止损坏后级用电设备。应用最为普遍的过压保护电路有如下几种：1、可控硅触发保护电路： 如上图，当Uo1 输出升高，稳压管（Z3）击穿导通，可控硅（SCR1）的控制端得到触发电压，因此可控硅导通。Uo2 电压对地短路，过流保护电路或短路保护电路就会工作，停止整个电源电路的工作。当输出过压现象排除，可控硅的控制端触发电压通过R 对地泄放，可控硅恢复断开状态。2、光电耦合保护电路： 如上图，当Uo 有过压现象时，稳压管击穿导通，经光耦（OT2）R6 到地产生电流流过，光电耦合器的发光二极管发光，从而使光电耦合器的光敏三极管导通。Q1 基极得电导通， 3842的③脚电降低，使IC 关闭，停止整个电源的工作，Uo 为零，周而复始。3、输出限压保护电路： 输出限压保护电路如下图，当输出电压升高，稳压管导通光耦导通，Q1 基极有驱动电压而道通，UC3842③电压升高，输出降低，稳压管不导通，UC3842③电压降低，输出电压升高。周而复始，输出电压将稳定在一范围内（取决于稳压管的稳压值）。4、输出过压锁死电路：图A 的工作原理是，当输出电压Uo 升高，稳压管导通，光耦导通，Q2 基极得电导通，由于Q2 的导通Q1 基极电压降低也导通，Vcc 电压经R1、Q1、R2 使Q2 始终导通，UC3842③脚始终是高电平而停止工作。在图B 中，UO 升高U1③脚电压升高，①脚输出高电平，由于D1、R1 的存在，U1①脚始终输出高电平Q1 始终导通，UC3842①脚始终是低电平而停止工作。正反馈？5.3.4 输入过欠压保护1、 原理图： 2、 工作原理：AC 输入和DC 输入的开关电源的输入过欠压保护原理大致相同。保护电路的取样电压均来自输入滤波后的电压。取样电压分为两路，一路经R1、R2、R3、R4 分压后输入比较器3脚，如取样电压高于2 脚基准电压，比较器1 脚输出高电平去控制主控制器使其关断，电源无输出。另一路经R7、R8、R9、R10 分压后输入比较器6 脚，如取样电压低于5 脚基准电压，比较器7 脚输出高电平去控制主控制器使其关断，电源无输出。6、附加项6.1 PFC 的作用PFC 的英文全称为“Power Factor Correction”，意思是“功率因数校正”，功率因数指的是有效功率与总耗电量(视在功率)之间的关系，也就是有效功率除以总耗电量(视在功率)的比值。基本上功率因素可以衡量电力被有效利用的程度，当功率因素值越大，代表其电力利用率越高。计算机开关电源是一种电容输入型电路，其电流和电压之间的相位差会造成交换功率的损失，此时便需要PFC 电路提高功率因数。目前的PFC 有两种，一种为被动式PFC（也称无源PFC）和主动式PFC（也称有源式PFC）。6.1.1 被动式PFC被动式PFC 一般采用电感补偿方法使交流输入的基波电流与电压之间相位差减小来提高功率因数，被动式PFC 包括静音式被动PFC 和非静音式被动PFC。被动式PFC 的功率因数只能达到0.7～0.8，它一般在高压滤波电容附近。6.1.2 主动式PFC而主动式PFC 则由电感电容及电子元器件组成，体积小、通过专用IC 去调整电流的波形，对电流电压间的相位差进行补偿。主动式PFC 可以达到较高的功率因数──通常可达98%以上，但成本也相对较高。此外，主动式PFC 还可用作辅助电源，因此在使用主动式PFC 电路中，往往不需要待机变压器，而且主动式PFC 输出直流电压的纹波很小，这种开关电源不必采用很大容量的滤波电容。6.1.3 PFC 的作用：作用是节省能源!就是说让电网中的能源尽可能被100%利用,但是实际中做不到,但可以接近,比如PFC 99% 等,也就是说有用功越多越好,无用功越小越好.功率因数低,偕波含量太高,对电网的冲击就大,严重时会影响到其他电器的正常工作。1）由于设备中有电容,电感,变压器等器件使电压和电流不同步,这样出现无功功率,2）由于开关管,整流器等作用,输出电流中有畸变,谐波含量比较大,这样导致功率因数下降.它的危害是显然的,主要是对电网以及电器设备及器件的冲击力很大,容易毁坏器件.而无源PFC 只是在器件的前端和后端分别用差模和共模来滤波,这样加L,C 导致体积很大,而且功率因数只能达到0.85 左右; 主动式PFC 可以达到较高的功率因数──通常可达98%以上，但成本也相对较高。6.1.4 PFC 电路无源PFC 电路比较简单，主要讲解一下有源PFC 电路。有源PFC 本质为一个带有SPWM 的BOOST 电路，控制方法有很多，电流型电压型 CCM下图为PFC 典型电路： 6.2 开关电源EMI 产生机理及抑制开关电源向高频化、高效化方向迅猛发展，EMI 抑制已成为开关电源设计的重要指标 电磁干扰( EMI) 就是电磁兼容不足,是破坏性电磁能从一个电子设备通过传导或辐射到另一个电子设备的过程。近年来，开关电源以其频率高、效率高、体积小、输出稳定等优点而迅速发展起来。开关电源已逐步取代了线性稳压电源，广泛应用于计算机、通信、自控系统、家用电器等领域。但是由于开关电源工作在高频状态及其高di/dt 和高dv/dt，使开关电源存在非常突出的缺点——容易产生比较强的电磁干扰(EMI)信号。EMI 信号不但具有很宽的频率范围，还具有一定的幅度，经传导和辐射会污染电磁环境，对通信设备和电子产品造成干扰。所以，如何降低甚至消除开关电源中的EMI 问题已经成为开关电源设计师们非常关注的问题。本文着重介绍开关电源中开关管及二极管EMI 的四种抑制方法。 6.2.1 开关管及二极管EMI 产生机理开关管工作在硬开关条件下开关电源自身产生电磁干扰的根本原因，就是在其工作过程中的开关管的高速开关及整流二极管的反向恢复产生高 di/dt 和高dv/dt，它们产生的浪涌电流和尖峰电压形成了干扰源。开关管工作在硬开关时还会产生高di/dt 和高dv/dt，从而产生大的电磁干扰。图1 绘出了接感性负载时，开关管工作在硬开关条件下的开关管的开关轨迹，图中虚线为双极性晶体管的安全工作区，如果不改善开关管的开关条件，其开关轨迹很可能会超出安全工作区，导致开关管的损坏。由于开关管的高速开关，使得开关电源中的高频变压器或储能电感等感性负载在开关管导通的瞬间，迫使变压器的初级出现很大的浪涌电流，将造成尖峰电压。开关管在截止期间，高频变压器绕组的漏感引起的电流突变，从而产生反电势E=-Ldi/dt，其值与电流变化率(di/dt)成正比，与漏感量成正比，叠加在关断电压上形成关断电压尖峰，从而形成电磁干扰。此外，开关管上的反向并联二极管的反向恢复特性不好，或者电压尖峰吸收电路的参数选择不当也会造成电磁干扰。由整流二极管的反向恢复引起的干扰源有两个，它们分别是输入整流二极管和输出整流二极管。它们都是由电流的换向引起的干扰。由图2 表明，t0=0 时二极管导通，二极管的电流迅速增大，但是其管压降不是立即下降，而会出现一个快速的上冲。其原因是在开通过程中，二极管PN 结的长基区注入足够的少数载流子，发生电导调制需要一定的时间tr。该电压上冲会导致一个宽带的电磁噪声。而在关断时，存在于PN 结长基区的大量过剩少数载流子需要一定时间恢复到平衡状态从而导致很大的反向恢复电流。当t=t1 时，PN 结开始反向恢复，在t1-t2 时间内，其他过剩载流子依靠复合中心复合，回到平衡状态。这时管压降又出现一个负尖刺。通常t2《t1，所以该尖峰是一个非常窄的尖脉冲，产生的电磁噪声比开通时还要强。因此，整流二极管的反向恢复干扰也是开关电源中的一个重要干扰源。 6.2.2 EMI 抑制方法di/dt 和dv/dt 是开关电源自身产生电磁干扰的关键因素，减小其中的任何一个都可以减小开关电源中的电磁干扰。由上述可知，di /dt 和dv/dt 主要是由开关管的快速开关及二极管的反向恢复造成的。所以，如果要抑制开关电源中的EMI 就必须解决开关管的快速开关及二极管的反向恢复所带来的问题。6.2.2.1 并接吸收装置采取吸收装置是抑制电磁干扰的好办法。吸收电路的基本原理就是开关在断开时为开关提供旁路，吸收蓄积在寄生分布参数中的能量，从而抑制干扰发生。常用的吸收电路有RC、RCD。此类吸收电路的优点就是结构简单、价格便宜、便于实施，所以是常用的抑制电磁干扰的方法。6.2.2.1.1 并接RC 电路在开关管T 两端加RC 吸收电路,如图3 所示。在二次整流回路中的整流二极管D 两端加RC吸收电路,如图5 所示,抑制浪涌电流。 6.2.2.1.2 并接RCD 电路在开关管T 两端加RCD 吸收电路,如图4 所示。6.2.2.2 串接可饱和磁芯线圈二次整流回路中,与整流二极管D 串接可饱和磁芯的线圈,如图5 所示。可饱和磁芯线圈在通过正常电流时磁芯饱和,电感量很小,不会影响电路正常上作。一旦电流要反向时,磁芯线圈将产生很大的反电动势,阻止反向电流的上升。因此，将它与二极管D 串联就能有效地抑制二极管D的反向浪涌电流。 6.2.3 传统准谐振技术一般来说，可以采用软开关技术来解决开关管的问题，如图6 所示。图6 给出了开关管工作在软开关条件下的开关轨迹。软开关技术主要减小开关管上的开关损耗，也可以抑制开关管上的电磁干扰。在所有的软开关技术中，准谐振抑制开关管上电磁干扰的效果比较好，所以本文以准谐振技术为例，介绍软开关技术抑制EMI。所谓准谐振就是开关管在电压谷底开通，见图7。开关中寄生电感与电容作为谐振元件的一部分，可完全控制开关导通时电流浪涌与断开时电压浪涌的发生。采用这种方式不仅能把开关损耗减到很小，而且能降低噪声。谷底开关要求关断时间中储存在中的能量必须在开关开通时释放掉。它的平均损耗为，由此公式可以看出，减小会导致大大降低，从而减小开关上的应力，提高效率，减小dv/dt，即减小EMI。 6.2.4 LLC 串联谐振技术图8 为LLC 串联谐振的拓扑结构。从图中可以看出，两个主开关Ql 和Q2 构成一个半桥结构，其驱动信号是固定50％占空比的互补信号，电感Ls、电容Cs 和变压器的励磁电感Lm构成一个LLC 谐振网络。在LLC 串联谐振变换器中，由于励磁电感Lm 串联在谐振回路中，开关频率可以低于LC 的本征谐振频率fs，而只需高于LLC 的本征谐振频率fm 便可实现主开关的零电压开通。所以，LLC 串联谐振可以降低主开关管上的EMI，把电磁辐射干扰 (EMI)减至最少。在LLC 谐振拓扑中，只要谐振电流还没有下降到零，频率对输出电压的调节趋势就没有变，即随着频率的下降输出电压将继续上升，同时由于谐振电流的存在，半桥上下两个主开关的零电压开通条件就得以保证。因此，LLC 谐振变换器的工作频率有一个下限，即Cs 与Ls 和Lm 的串联谐振频率 fm。在工作频率范围fm 6.2.5 抑制方法对比分析研究采用并联RC 吸收电路和串联可饱和磁芯线圈均为简单常用的方法，主要是抑制高电压和浪涌电流，起到吸收和缓冲作用，其对EMI 的抑制效果相比准谐振技术与LLC 串联谐振技术较差。下面着重对准谐振技术与LLC 串联谐振技术进行比较分析。在准谐振中加入RCD 缓冲电路，即由二极管，电容器和电阻组成的尖峰电压吸收电路，其主要作用是用来吸收MOSFET功率开关管在关断时产生的上升沿尖峰电压能量，减少尖峰电压幅值，防止功率开关管过电压击穿。但是，这样将会增加损耗，而且由于缓冲电路中采用了二极管，也将增加二极管的反向恢复问题。由上述分析可以看出，准谐振技术主要减小开关管上的开关损耗，也可以抑制开关管上的电磁干扰，但是它不能抑制二极管上的电磁干扰，而且当输入电压增大时，频率提高；当输出负载增大时，频率降低，所以它的抑制效果不是很好，一般不能达到人们所希望的结果。所以如果想得到更好的抑制效果，必须解决二极管上的反向恢复问题，这样抑制效果才能令人们满意。LLC 串联谐振拓扑结构比准谐振抑制EMI 的效果好。其优点已在上面进行了分析。6.2.6 结语随着开关电源技术的不断发展，其体积越来越小，功率密度越来越大，EMI 问题已经成为开关电源稳定性的一个关键因素。开关电源内部开关管及二极管是EMI 主要发生源。本文主要介绍了四种抑制开关管及二极管EMI 的方法并进行了分析对比，目的是找到更为有效的抑制EMI 的方法。通过分析对比得出LLC 串联谐振技术的抑制效果较好，而且其效率随电压升高而升高，其工作频率随电压变化较大，而随负载的变化较小。声明：本号对所有原创、转载文章的陈述与观点均保持中立，推送文章仅供读者学**和交流。文章、图片等版权归原作者享有，如有侵权，联系删除。搞懂元器件，就搞懂了电路的一半硬件笔记本|加群